0 引言

    為了實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸，現(xiàn)代移動(dòng)通信從傳統(tǒng)的恒包絡(luò)調(diào)制逐漸發(fā)展為復(fù)雜的變包絡(luò)調(diào)制，信號(hào)的帶寬和峰均功率比(Peak to Average Power Ratio，PAPR)隨之上升，因此功率放大器需要長(zhǎng)時(shí)間處于低效率的功率回退區(qū)以換取足夠的線性度^[1-2]。主流的功率放大器效率提升技術(shù)有Doherty技術(shù)^[3]、包絡(luò)消除與恢復(fù)技術(shù)^[4-5]、包絡(luò)跟蹤技術(shù)^[6-8]等。其中包絡(luò)跟蹤技術(shù)能有效提升功率放大器在功率回退時(shí)的效率，但是傳統(tǒng)的包絡(luò)調(diào)制器結(jié)構(gòu)存在不足之處。當(dāng)輸入包絡(luò)幅度增加時(shí)，開(kāi)關(guān)變換器的輸出電流擺率并不能隨之增加，線性放大器的輸出電流加大，損耗上升。

    本文提出一種三級(jí)(3-level)包絡(luò)調(diào)制器，其開(kāi)關(guān)變換器輸出電流擺率能自適應(yīng)地跟隨輸入包絡(luò)變化，從而減小損耗，提高系統(tǒng)效率。

1 3-level包絡(luò)調(diào)制器設(shè)計(jì)

1.1 線性放大器動(dòng)態(tài)功耗分析

    包絡(luò)調(diào)制器通常選用線性放大器、開(kāi)關(guān)變換器并聯(lián)的混合型結(jié)構(gòu)，如圖1所示，開(kāi)關(guān)變換器提供絕大部分負(fù)載電流，線性放大器吸收開(kāi)關(guān)級(jí)的紋波電流。由于包絡(luò)信號(hào)中絕大部分的能量集中在低頻部分，只有小部分能量在高頻處，因此混合結(jié)構(gòu)能夠?qū)崿F(xiàn)寬帶高效。

    為簡(jiǎn)化分析，圖1可以簡(jiǎn)化為圖2的形式，其中功率管M1、M2，反饋網(wǎng)絡(luò)β_la和跨導(dǎo)放大器(OTA)組成線性放大器，2-level開(kāi)關(guān)變換器等效為受采樣電壓控制的電流源。

    功率放大器等效為電阻R_load，阻值大小為：

其中η_PA是功率放大器效率，P_out是功率放大器輸出功率，A_rms是輸出包絡(luò)有效值。本文等效電阻大小為7 Ω。

    線性放大器功耗主要來(lái)自于功率管推挽大電流時(shí)產(chǎn)生的動(dòng)態(tài)損耗，M1和M2動(dòng)態(tài)功耗表達(dá)式近似為：

其中V_{DD_LA}、V_la和I_la是分別是線性放大器供電電壓、輸出電壓和輸出電流。從上式可知，在輸入包絡(luò)和線性放大器電源電壓一定時(shí)，功率管的動(dòng)態(tài)功耗與I_la的大小成正比。

1.2 3-level開(kāi)關(guān)變換器設(shè)計(jì)

    由圖2可知I_la是負(fù)載電流I_load和開(kāi)關(guān)電流I_sw的差值(I_la=I_load-I_sw)，隨著輸入包絡(luò)幅度的增加，當(dāng)I_load的擺率大于I_sw的擺率時(shí)，I_la提供大擺率的輸出電流，損耗上升；提升I_sw對(duì)I_load的跟隨能力能有效減少I_la的大小，降低損耗。首先定義3-level開(kāi)關(guān)變換器邏輯控制函數(shù)，表達(dá)式為：

    根據(jù)上述式子設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)級(jí)，本文的3-level開(kāi)關(guān)變換器如圖3所示，串聯(lián)功率管M2P和M2N傳輸中間電平V_DD/2，M1傳輸V_DD，M3傳輸零^[9]。采用判決方式與2-level相似，不同在于，3-level采用兩個(gè)閾值大小相同符號(hào)相反的單限比較器而2-level采用遲滯比較器。3-level開(kāi)關(guān)變換器工作原理為：當(dāng)V_sen<-V_s時(shí)，V_sw=0；當(dāng)-V_s≤V_sen≤V_s時(shí)，V_sw=V_DD/2；當(dāng)V_sen>V_s時(shí)，V_sw=VDD。邏輯仿真結(jié)果如圖4所示，V_DD=3.3 V，輸入±20 mV三角波，從仿真圖上看到，3-level開(kāi)關(guān)變換器工作正常。

1.3 線性放大器設(shè)計(jì)

    線性放大器需要實(shí)現(xiàn)寬帶高增益，通常采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，如圖5所示^[10]，M4、M6和M8、M10組成的折疊式共源共柵實(shí)現(xiàn)高增益，M12和M13、M11和M15分別組成兩個(gè)源跟隨器，為Class-AB輸出提供偏置。環(huán)路增益和相位裕度如圖6所示，環(huán)路增益約為71 dB，單位增益帶寬約為118 MHz，相位裕度約為61°。因此該結(jié)構(gòu)同時(shí)實(shí)現(xiàn)了寬帶和高增益。

    輸入信號(hào)采用最惡劣情況下的單音信號(hào)，線性放大器瞬態(tài)仿真如圖7所示，輸入頻率10 MHz，線性放大器放大倍數(shù)為2，輸出單音信號(hào)范圍在1 V~3 V，從圖上看到輸出能較好地跟隨輸入線性變化。

    圖8是整體系統(tǒng)框圖，除開(kāi)關(guān)變換器外，電流采樣控制、線性放大器與傳統(tǒng)包絡(luò)調(diào)制器相同。

2 系統(tǒng)仿真與分析

    輸入10 MHz LTE包絡(luò)信號(hào)，輸出包絡(luò)信號(hào)幅度約為1 V~3 V，負(fù)載電阻7 Ω。圖9是負(fù)載電流、開(kāi)關(guān)變換器輸出電流、線性放大器輸出電流以及歸一化開(kāi)關(guān)電壓的仿真波形，從圖上看到，3-level開(kāi)關(guān)變換器實(shí)現(xiàn)了其輸出電流擺率自適應(yīng)，提高了對(duì)負(fù)載電流的跟蹤能力。

    圖10是3-level與2-level結(jié)構(gòu)下線性放大器輸出電流的仿真結(jié)果對(duì)比，在相同的電感與基本相同平均開(kāi)關(guān)頻率下^[11]，3-level結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)的2-level結(jié)構(gòu)相比能有效減少線性放大器的輸出電流，降低線性放大器動(dòng)態(tài)功耗，從而提升系統(tǒng)整體效率。

    圖11是輸入輸出包絡(luò)仿真，從圖上看到，輸出范圍在1 V~3 V之間，輸出能夠準(zhǔn)確跟隨輸入線性變化。

3 結(jié)論

    本文針對(duì)傳統(tǒng)包絡(luò)調(diào)制器在開(kāi)關(guān)變換器輸出電流跟蹤能力上的不足，提出了3-level包絡(luò)調(diào)制器架構(gòu)。仿真結(jié)果表明，該結(jié)構(gòu)通過(guò)三電平擬合技術(shù)，提高了開(kāi)關(guān)變換器對(duì)負(fù)載電流的跟蹤能力，有效減小線性放大器的輸出電流，降低線性放大器動(dòng)態(tài)功耗，從而提升系統(tǒng)整體效率。在7 Ω負(fù)載，輸出1 V~3 V，10 MHz LTE信號(hào)時(shí)，功率放大器輸出功率27.5 dBm，效率約為85%，與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比，效率提升了約2%。

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作者信息:

區(qū)力翔，李思臻，余  凱，章國(guó)豪

(廣東工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，廣東 廣州510006)