0 引言

    高性能的帶隙基準源能夠提供與電源電壓、溫度以及工藝等外界參數(shù)無關的基準電壓電流量，因此帶隙基準源被廣泛應用在存儲器、A/D轉(zhuǎn)化器、振蕩器、電源管理芯片等現(xiàn)代數(shù)?；旌想娐分?sup>[1]。然而傳統(tǒng)帶隙基準源的溫度系數(shù)只能做到2×10^-5/℃～5×10^-5/℃內(nèi)，直接影響到芯片甚至整個電路系統(tǒng)性能的提高。為此，人們提出了多種溫度補償方法，但是傳統(tǒng)的溫度補償方法只對基準電壓的低階溫度分量做了一次修正，溫度系數(shù)無法做到很小^[2]。本文設計了一種帶隙基準源分段線性補償改進方法，在整個溫度區(qū)域內(nèi)對基準電壓的高階溫度分量分7段進行精確曲率補償，達到了高精度、低溫漂、高可靠性的要求。

1 分段線性補償原理及改進方法

1.1 帶隙基準電壓源原理

    傳統(tǒng)帶隙基準電壓源如圖1所示。其中，R₁=R₂，Q1和Q2為發(fā)射結(jié)面積之比為1：n的NPN管。由于理想運算放大器的“虛短”和“虛斷”特性，使得X點的電位被鉗制到Y(jié)點電位上。有：

    欲基準電壓的溫度系數(shù)為零，即：

1.2 分段線性補償方法分析

    由于帶隙基準核中V_BE具有溫度非線性，其特性曲線一般為開口向下的拋物線^[5]。傳統(tǒng)的分段線性補償電路只能在低溫或高溫段進行一次曲率補償，基準電壓的溫度系數(shù)并不能得到有效降低。

    本文采用微元分割思想設計了一款改進型分段線性補償電路，原理拓撲如圖2所示。為了對呈開口向下拋物線形狀的帶隙基準電壓進行高精度曲率修正，設計了6個溫度斜率可控的線性補償電流源，通過補償電阻作用疊加到帶隙基準電壓上，實現(xiàn)在整個溫度范圍內(nèi)分7段對基準電壓進行高精度分段曲率修正。

2 本文提出的改進型分段線性補償電路

2.1 本文提出的改進型分段線性補償方法實現(xiàn)電路

    本文提出的改進型分段線性補償方法實現(xiàn)電路如圖3所示。其中低溫補償電路comp_1～3采用以V_BE基準自偏置電路^[6]構(gòu)成的負溫度系數(shù)(Complementary To Absolute Temperature，CTAT)電流源與正溫度系數(shù)(Proportional To Absolute Temperature，PTAT)偏置電流進行求差，以實現(xiàn)低溫段溫度曲率可控的CTAT電流源。其中，低溫補償電路comp₁是由M52、M54、R₁₃和Q10組成、以V_BE10為基準自偏置的CTAT電流源，M52的漏極電流為：

    由于V_BE具有負溫度系數(shù)，因此I_M52為CTAT電流。為了實現(xiàn)對溫度曲率的可控，M48、M50和M51組成電流鏡以實現(xiàn)CTAT電流與PTAT偏置電流求差。根據(jù)KCL可得：

式中，k₁和α由M48、M50和M51的寬長比決定，通過調(diào)整管子的寬長比可以控制I_comp1的斜率。

    低溫補償電路comp₁工作過程如下：當溫度小于低溫臨界溫度T時，具有負溫度系數(shù)的I_M52大于正溫度系數(shù)的I_PTAT，其差值I_comp1大于零且具有斜率可控的負溫度系數(shù)。隨著溫度的升高，I_M52減小，I_PTAT增大，當?shù)竭_臨界溫度T時，兩者相等，M51管進入線性區(qū)截止，低溫補償電路comp₁停止工作。低溫補償電路comp_2～3采用和comp₁相同電路架構(gòu)，通過設置comp_2～3中補償電流鏡的寬長比和電阻值，可以控制補償電流的溫度斜率，低溫段分段線性補償電路如圖4所示。

    高溫補償電路comp_4～6采用PTAT偏置電流與CTAT電流求差，以實現(xiàn)溫度斜率可控的PTAT補償電流源。其中高溫補償電路comp₄是由M34~M38、Q7和R₁₀構(gòu)成以V_BE7為基準自偏置的CTAT電流源，M32、M34和M35組成電流鏡以實現(xiàn)PTAT偏置電流與CTAT電流求差，高溫段分段線性補償電流如圖5所示。根據(jù)KCL可得：

式中，k₂和β由M48、M50和M51的寬長比決定，因此通過調(diào)整管子的寬長比可以控制I_comp4的斜率。

    高溫補償電路comp₄工作過程如下：隨著溫度的升高，I_M34減小I_M33增大，當?shù)竭_臨界溫度T時，M33管脫離線性區(qū)開始導通，此時具有正溫度系數(shù)的I_M33大于負溫度系數(shù)的I_M34，I_comp4大于零且具有斜率可控的正溫度系數(shù)。高溫補償電路comp_5～6采用和comp₄相同電路架構(gòu)，工作過程一致。

2.2 偏置電流產(chǎn)生電路與帶隙基準核心電路

    偏置電流產(chǎn)生電路如圖6所示。其中M1~M4、Q1、Q2和R₁構(gòu)成PTAT偏置電流源，為帶隙基準其他電路提供偏置電流。當偏置電流端I_bias輸入一個1.5 mA的啟動電流時電路開始啟動，由于Q2和Q1管的并聯(lián)數(shù)目為1:8，因此： 

    帶隙基準核心電路采用傳統(tǒng)帶隙基準電壓源形式，共分為基準電壓產(chǎn)生電路和運算放大器電路。其中Q4:Q5的并聯(lián)數(shù)目比為1:8，因此：

3 仿真結(jié)果與分析

    本文提出的改進型分段線性補償電路基于0.25 μm BCD工藝設計，采用HSPICE軟件進行仿真，仿真結(jié)果如下。

    圖7為改進型分段線性補償電流的溫度特性曲線。可以看出，在-40 ℃~125 ℃溫度范圍內(nèi)，分段補償電路產(chǎn)生了7段不同斜率的電流，形成了一個近似開口向上的拋物線，進而對一階基準電壓進行精確曲率校正。

    圖8為溫度補償前和補償后的基準電壓溫度特性曲線。在-40 ℃~125 ℃溫度范圍內(nèi)，溫度補償前基準電壓的波動值為2.488 mV，溫度系數(shù)為17.45×10^-6/℃。溫度補償后基準電壓波動值為62 μV，溫度系數(shù)為0.37×10^-6/℃。補償后基準電壓溫度系數(shù)有了較大改善。

    圖9為基準電壓的線性調(diào)整率，供電電壓V_DD在2 V~5 V范圍內(nèi)變化時，V_REF的波動范圍為283 μV，線性調(diào)整率為0.094 mV/V。

    圖10是電源電壓V_DD=5 V時，在TT、SS、FF三種工藝角下的電源抑制比(PSRR)的仿真結(jié)果。可以看出在低頻時三種工藝角中最壞情況下電源抑制比為-85.06 dB，具有較高的電源波動抑制能力。

    為了更好地說明本文提出的帶隙基準的性能，表1給出了該基準與其他文獻中帶隙基準設計性能比較。

4 結(jié)論

    本文提出了一種帶隙基準源分段線性補償?shù)母倪M方法，基于該分段線性補償方法設計了一種高精度低溫漂帶隙基準源。仿真結(jié)果表明：在-40 ℃~125 ℃溫度范圍內(nèi)，帶隙基準源分段線性補償前溫度系數(shù)為17.45×10^-6/℃，分段線性補償后溫度系數(shù)為0.37×10^-6/℃。電源電壓在2 V~5 V范圍內(nèi)，基準電壓波動值為283 μV，線性調(diào)整率為0.094 mV/V，帶隙基準電路在低頻時的電源抑制比為-85.06 dB，滿足低溫漂、高精度、高可靠性的要求。

參考文獻

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作者信息：

李宏杰，李  立，王丹丹

（安陽工學院 電子信息與電氣工程學院，河南 安陽455000）