0 引言

    雙管Buck-Boost變換器由傳統(tǒng)的Buck變換器和Boost變換器級(jí)聯(lián)簡(jiǎn)化得到，因其具有電壓的輸入和輸出同極性、開(kāi)關(guān)器件應(yīng)力低、無(wú)源元件少等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛應(yīng)用于各種直流變換器當(dāng)中^[1]，非常適合用在通信電源、光伏發(fā)電系統(tǒng)、燃料電池供電系統(tǒng)等場(chǎng)合。

    雙管Buck-Boost變換器的控制方式靈活，主要有同步開(kāi)關(guān)、非同步開(kāi)關(guān)兩種控制方式。前者控制方式簡(jiǎn)單，但損耗較為嚴(yán)重；后者主要包括交錯(cuò)、雙沿調(diào)制，可有效提高變換器的效率^[2-3]。文獻(xiàn)[2]將雙管Buck-Boost變換器應(yīng)用于光伏并網(wǎng)，在兼顧成本和效率的前提下采用了交錯(cuò)控制方式；文獻(xiàn)[3]指出在占空比相同時(shí)，雙沿、交錯(cuò)調(diào)制方式在提高變換器的效率上效果基本一致，但兩只開(kāi)關(guān)管均高頻工作，開(kāi)關(guān)損耗較大。

    為進(jìn)一步提高變換器的效率，本文基于雙管Buck-Boost變換器，提出了兩模態(tài)雙沿調(diào)制的開(kāi)關(guān)控制方式，通過(guò)獨(dú)立調(diào)節(jié)兩開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)，開(kāi)關(guān)管損耗比雙管同時(shí)工作時(shí)有所降低。本文分析了雙管Buck-Boost變換器的工作原理；詳細(xì)討論了變換器在任意占空比、任意移相情況下的開(kāi)關(guān)方式的差異，并對(duì)四種開(kāi)關(guān)方式的幾個(gè)主要特性進(jìn)行了分析和比較，最后基于Saber軟件搭建了仿真模型，驗(yàn)證了所提兩模態(tài)雙沿調(diào)制開(kāi)關(guān)方式的正確性和有效性。

1 雙管Buck-Boost變換器的工作原理

    雙管Buck-Boost變換器拓?fù)淙鐖D1所示：S₁和S₂為開(kāi)關(guān)管，D₁和D₂為續(xù)流二極管，L為儲(chǔ)能電感，C為濾波電容。變換器含兩個(gè)開(kāi)關(guān)管，共四種工作狀態(tài)：(1)S₁、S₂導(dǎo)通；(2)S₁、S₂截止；(3)S₁導(dǎo)通、S₂截止；(4)S₁截止、S₂導(dǎo)通。開(kāi)關(guān)S₁和S₂的導(dǎo)通時(shí)刻、占空比均可相同或不同。下面首先討論S₁和S₂占空比相同時(shí)的情況。

1.1 開(kāi)關(guān)管S₁和S₂占空比相同

    T、D分別為開(kāi)關(guān)管S₁、S₂的開(kāi)關(guān)周期(以下同)和占空比。同步開(kāi)關(guān)方式下，電路穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，依據(jù)伏秒平衡，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，電感電流的增加量等于減少量^[4]，即：

    當(dāng)U_in>U_o時(shí)(Buck模式)，0<D<0.5；當(dāng)U_in<U_o時(shí)(Boost模式)，0.5<D<1時(shí)。在不同模式下，以開(kāi)關(guān)管S₁的導(dǎo)通時(shí)刻為基準(zhǔn)，將開(kāi)關(guān)管S₂的導(dǎo)通時(shí)刻移相不同的相位η，則電感的電流紋波和端電壓會(huì)有所不同。

    圖2所示的是移相為η時(shí)變換器電感端電壓和電感電流變化情況：S₁、S₂同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，電感端電壓為U_in，電感電流上升；S₁、S₂同時(shí)截止時(shí)，電感端電壓為-U_o，電感電流下降；僅S₂導(dǎo)通時(shí)，電感端電壓為0，電感電流不變；僅S₁導(dǎo)通時(shí)，Buck模式下(如圖2(b)所示)電感端電壓為U_in-U_o，電感電流上升，Boost模式下(如圖2(a)所示)電感端電壓為-(U_o-U_in)，電感電流下降。

    Buck模式下，移相為η時(shí)，電感電流的紋波如式(5)～式(8)所示，當(dāng)η=0時(shí)：

    結(jié)合式(5)~式(12)，在輸入電壓變化范圍為12~36 V時(shí)，電感電流脈動(dòng)在不同的移相下的關(guān)系如圖3所示(η₁~η₈分別依次對(duì)應(yīng)式(5)~式(12)的移相)。在移相0~2π過(guò)程中時(shí)，電感電流的脈動(dòng)隨輸入均先減小后增大。其中，同步開(kāi)關(guān)方式下(η/2π=0)，電感電流脈動(dòng)最大；當(dāng)移相在η/2π=0.5時(shí)，為交錯(cuò)控制方式；移相在η/2π=1-D時(shí)，為雙沿控制方式。交錯(cuò)控制與雙沿控制方式的脈動(dòng)曲線是一樣的，其電感電流脈動(dòng)最小，是占空比相同下的最高效的開(kāi)關(guān)調(diào)制方式。

1.2 開(kāi)關(guān)管S1和S2占空比不同

    設(shè)d₁、d₂分別為開(kāi)關(guān)管S₁和S₂的占空比(d₁≠d₂)。變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電感伏秒面積為零^[5]，可得：

    雙管Buck-Boost變換器在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗與電感電流有效值的平方成正比，而電感電流的有效值取決于電感平均電流以及紋波。因此，減小電感平均電流和紋波有利于提高變換器的效率。電感平均電流為i_L=i_o/(1-d₂)，這就要求d2越小越好^[6]。以下未經(jīng)說(shuō)明，均有d₁>d₂。

    在移相0~2π過(guò)程中，Buck模式下(d₁+d₂<1)的電感電流紋波為：

    在開(kāi)關(guān)管S₁和S₂占空比不同的情況下，Buck模式下d₁不一定小于0.5，Boost模式下1-d₂不一定小于0.5。因此，占空比不同時(shí)，不一定能夠采取交錯(cuò)控制方式(η/2π=0.5)。而以S₁的開(kāi)通時(shí)刻為基準(zhǔn)，將S₂的開(kāi)通時(shí)刻延遲1-d₂，即能夠采取雙沿調(diào)制。由式(16)可以看出，雙沿調(diào)制方式在最小電感電流脈動(dòng)的移相條件中。

2 不同開(kāi)關(guān)方式的比較

2.1 紋波比較

    開(kāi)關(guān)管S₁和S₂占空比不同時(shí)，應(yīng)盡可能減小d₂。因此，Buck模式下可將d₂減至零；Boost模式下，取d₁=1，則1-d₂=U_in/U_o。此即兩模態(tài)雙沿調(diào)制，為占空比不同時(shí)最高效的開(kāi)關(guān)調(diào)制方式，其電感電流脈動(dòng)為：

    占空比相同的條件下，交錯(cuò)或雙沿開(kāi)關(guān)控制方式下的電感電流紋波為：

    結(jié)合式(17)~式(19)，不同開(kāi)關(guān)方式下的脈動(dòng)曲線如圖4所示。顯然，對(duì)比同步開(kāi)關(guān)方式，占空比相同下的交錯(cuò)或雙沿調(diào)制方式在減小電感電流紋波方面的效果最佳，略優(yōu)于占空比不同時(shí)的兩模態(tài)雙沿調(diào)制方式。

2.2 電感平均電流

    根據(jù)式(20)~式(22)，可繪制不同開(kāi)關(guān)模式下的電感平均電流和輸出電流的比值與輸入電壓的關(guān)系曲線圖，如圖5所示。占空比相同時(shí)的電感平均電流明顯要高于兩模態(tài)雙沿調(diào)制下的電感電流，這會(huì)大大增加二極管、電感等元器件的損耗，不利于變換器效率的提高。

2.3 效率比較

    相比同步方式而言，交錯(cuò)或雙沿調(diào)制方式、兩模態(tài)雙沿調(diào)制方式能夠更有效降低電路的損耗。占空比相同時(shí)的交錯(cuò)或雙沿調(diào)制方式下的電感電流紋波最低，且其閉環(huán)補(bǔ)償電路實(shí)現(xiàn)起來(lái)相對(duì)簡(jiǎn)單，穩(wěn)定性高；而兩模態(tài)雙沿調(diào)制方式時(shí)在U_in接近U_o時(shí)需要引入相應(yīng)的切換控制策略，使得控制電路實(shí)現(xiàn)相對(duì)復(fù)雜，成本增加，穩(wěn)定性略差。兩模態(tài)雙沿調(diào)制方式盡管紋波稍大于交錯(cuò)或者雙沿控制方式，但電感平均電流最低，工作開(kāi)關(guān)數(shù)量最少，使得變換器總的效率有所提高^[7]。對(duì)于以效率為目標(biāo)的設(shè)計(jì)場(chǎng)合，兩模態(tài)雙沿調(diào)制方式較佳。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

    為了驗(yàn)證本文提出的開(kāi)關(guān)控制方式，采用Saber軟件搭建了12~36 V輸入、24 V輸出的雙管Buck-Boost變換器仿真模型，其主要參數(shù)如下：(1)電感：L=0.75 mH；(2)電容：C=0.5 mF；(3)MOSFET管：irf151；(4)輸入電壓U_in：12~36 V；(5)輸出電壓Uo：24 V；(6)開(kāi)關(guān)頻率：f=20 kHz。

    圖6是輸入電壓為12 V、36 V時(shí)，電路穩(wěn)態(tài)工作情況下的輸出電壓、電感電流的波形圖。其中圖中右側(cè)的0、0.5D、1-D分別表示占空比相同時(shí)的同步、交錯(cuò)、雙沿調(diào)制方式，d₁=1、d₁=0分別表示占空比不同時(shí)的兩模態(tài)雙沿控制方式下的Boost、Buck模式。

    Boost模式下(圖6(a))，同步、交錯(cuò)、雙沿、兩模態(tài)雙沿下的電感電流紋波依次為：0.524 A、0.252 A、0.257 A、0.386 A，Buck模式下(圖6(b))依次為0.981 A、0.321 A、0.328 A、0.530 A。由數(shù)據(jù)可知，無(wú)論Boost模式還是Buck模式，同步開(kāi)關(guān)方式下的電感電流紋波最大，交錯(cuò)、雙沿下的電感電流紋波接近且值最小，略小于兩模式雙沿調(diào)制下的電感電流紋波。圖6還能夠表明，兩模式雙沿調(diào)制的平均電感電流明顯小于占空比相同時(shí)的其他三種開(kāi)關(guān)方式的平均電感電流。

    Saber軟件具有波形計(jì)算功能，在CosmosScope下將輸入電壓、輸入電流、輸出電壓、輸出電流的波形拖拽出來(lái)，用波形計(jì)算器計(jì)算(輸出電壓*輸出電流/(輸入電壓*輸入電流))的波形并取穩(wěn)定狀態(tài)的平均值，即為效率值。

    圖7是四種控制方式下的不同輸入電壓時(shí)變換器的效率曲線，可以比較得出，交錯(cuò)、雙沿、兩模式雙沿調(diào)制方式下效率明顯高于同步開(kāi)關(guān)方式下的效率；交錯(cuò)、雙沿調(diào)制下的效率基本相同，兩模態(tài)雙沿調(diào)制下的效率最高。以上結(jié)果與理論分析一致。

4 結(jié)論

    為了實(shí)現(xiàn)雙管Buck-Boost變換器的高效開(kāi)關(guān)調(diào)制，提出了兩模態(tài)雙沿調(diào)制方式，通過(guò)分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證得出，相對(duì)占空比相同下的交錯(cuò)或雙沿調(diào)制方式，兩模態(tài)雙沿調(diào)制盡管電感電流紋波相對(duì)大一些，但電感平均電流最低，工作時(shí)的開(kāi)關(guān)數(shù)量只有一個(gè)，保證了整體損耗是更小的。同時(shí)，設(shè)計(jì)搭建了12~36 V輸入、24 V輸出的仿真模型，驗(yàn)證了提出的兩模態(tài)雙沿調(diào)制方式的工作原理和特性。

    理論分析和實(shí)驗(yàn)表明，本文所提的控制策略是一種更加高效的控制方案。

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作者信息:

袁財(cái)源，蘇淑靖

（中北大學(xué) 電子測(cè)試技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，山西 太原030051）