0 引言

    隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，逆變器廣泛應(yīng)用于電力電子設(shè)備當中，而傳統(tǒng)的逆變器在不平衡負載或非線性負載條件下會產(chǎn)生不平衡的三相電壓。為了解決這個問題，許多學(xué)者提出了一系列拓撲結(jié)構(gòu)，如模塊化三相逆變器、帶中間變壓器的三相逆變器、分電容逆變器和三相四橋臂逆變器。其中，三相四橋臂逆變器能夠在非線性負載條件下輸出三相對稱電壓，其第四橋臂直接控制中性點電流，具有控制簡單，電壓利用率高，無需大容量電容器等優(yōu)點，日益受到了人們的青睞^[1-3]，逆變器電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。針對傳統(tǒng)的正弦脈寬調(diào)制（SPWM）方案低效率和高電壓諧波等缺點，本文擬提出一種SVPWM調(diào)制^[4]和電流滯環(huán)調(diào)制^[5]相結(jié)合的新型閉環(huán)控制方案，這種方案完全不同于其他方案，前三橋臂采用空間矢量調(diào)制，第四橋臂單獨采用電流滯環(huán)調(diào)制；不僅具備空間矢量調(diào)制低開關(guān)損耗和低電壓總諧波失真的優(yōu)點，還兼具電流滯環(huán)調(diào)制快速動態(tài)響應(yīng)、易于數(shù)字化實現(xiàn)及魯棒性強等優(yōu)點。

1 逆變器控制新方案

    逆變器控制新方案如圖2所示，逆變器輸出電壓V_abc與參考電壓V_ref進行比較，通過電壓外環(huán)PI控制器，其輸出參考電流與電感電流I_Labc進行比較，通過電流內(nèi)環(huán)PI控制器得到直流電壓矢量u_dq，再經(jīng)過前三橋臂SVPWM調(diào)制得到前三橋臂的開關(guān)管調(diào)制信號；第四橋臂采用跟蹤前三相電流信號的電流滯環(huán)調(diào)制得到其開關(guān)管的調(diào)制信號。同時，本文采取了鎖相環(huán)技術(shù)，來減小電壓諧波畸變對檢測負載電壓角度θ的影響。

2 前三橋臂調(diào)制方案

2.1 前三橋臂的雙閉環(huán)解耦控制

    本文采用負載電壓控制策略，外環(huán)的電壓輸出信號被指定為內(nèi)環(huán)電流參考信號，用于控制輸出電流，從而改善控制對象，實現(xiàn)穩(wěn)定的三相逆變輸出。為了便于分析，應(yīng)先建立四橋臂逆變器在abc坐標下的平均電路模型^[6]，如圖3所示。

    根據(jù)電路模型可知

其中u_d，u_q，i_Ld，i_Lq，d_d，d_q是同步坐標系中的輸出電壓、電感電流和占空比。相對于傳統(tǒng)的四橋臂一體化的SVPWM調(diào)制，新方案使控制信號模型由三維空間分布變?yōu)槎S空間分布，這有利于控制方案的算法簡化。為了使PI調(diào)節(jié)器更加穩(wěn)定，需設(shè)計解耦控制器消除式中的耦合分量，由式(4)變換得：

    在式(7)中，d軸負載電流I_Ld的微分方程中不包含q軸分量，對于q軸負載電流I_Lq，也同樣實現(xiàn)了解耦控制。又由式(6)可知，直流電壓矢量u_dq再經(jīng)過dq/αβ轉(zhuǎn)換將得到內(nèi)循環(huán)的輸出，最終通過SVPWM調(diào)制獲得前三橋臂開關(guān)管的切換狀態(tài)信號。

2.2 前三橋臂SVPWM調(diào)制

    為了實現(xiàn)前三橋臂SVPWM實時調(diào)制，應(yīng)該清楚參考電壓矢量U_ref扇區(qū)所在方位^[7]，U_ref以轉(zhuǎn)角頻率ω逆時針旋轉(zhuǎn)，其電壓空間矢量如圖4所示。

    當確定U_ref的扇區(qū)時，需要計算扇區(qū)邊界上的兩個標準向量和無效零向量的作用時間^[8]。全部扇區(qū)的作用時間t₁、t₂如表1所示。

    基于表1所得的各扇區(qū)基本矢量作用時間t₁、t₂，使用七段SVPWM調(diào)制^[9]得到所需的脈沖寬度調(diào)制波形。

3 第四橋臂電流滯環(huán)調(diào)制方案

    電流跟蹤調(diào)制^[10]是第四橋臂調(diào)制方案的關(guān)鍵，電流跟蹤調(diào)制通常采用電流滯環(huán)調(diào)制。電流滯環(huán)調(diào)制是一種動態(tài)響應(yīng)迅速、模型設(shè)計簡單、調(diào)制精度高且具有良好魯棒性的調(diào)制方式；所以第四橋臂采用電流滯環(huán)調(diào)制方案。由平均電路模型推導(dǎo)得：

式中V_z為負載零序電壓。

    由式(8)可以得出，只需要控制電流i_Ln，使其能滿足i_Ln=-(i_La+i_Lb+i_Lc)，便可以校正零序電壓失真，由此提出如圖5所示的第四橋臂電流跟蹤調(diào)制方案。

    通過電流滯環(huán)調(diào)制方案使每個電流調(diào)制器直接產(chǎn)生開關(guān)信號，以此來調(diào)制由S₇、S₈開關(guān)管構(gòu)成的第四開關(guān)橋臂。

4 實驗仿真

    為了驗證新方案的正確性，對其進行了Simulink仿真分析，實驗參數(shù)：逆變器前級頻率10 kHz，濾波電感5 mH，濾波電容10 μF；逆變器輸出電壓頻率50 Hz，額定電壓220 V，額定功率6 kW；滯環(huán)環(huán)寬ΔI設(shè)定為0.3 A。實際應(yīng)用中的不平衡負載一般指阻抗不平衡，由此設(shè)定A、B和C三相的負載分別為額定負載20 Ω、額定負載20 Ω和不平衡負載40 Ω。

    實驗結(jié)果表明，在不平衡負載的條件下，普通的三相三橋臂逆變器輸出的三相電壓正弦波形明顯不平衡，其逆變器的電壓波形和電流波形如圖6所示。在相同條件下，采用了新控制方案的三相四橋臂逆變器輸出了三相對稱正弦電壓，其電壓波形和電流波形如圖7所示，C相峰值電流為A、B兩相峰值電流的1/2，各相峰值電壓為A相220.59 V、B相220.61 V、C相220.96 V，電壓偏差均小于0.5 V；電壓畸變率(THD)均小于5%。

    圖8(a)是前三橋臂調(diào)制信號波形，波形為鞍馬波，還包含了電感電流反饋的鋸齒波；第四橋臂調(diào)制方案能夠有效消除零序電壓，其調(diào)制信號波形如圖8(b)所示。

    逆變器輸出電壓諧波分析結(jié)果如圖9所示，據(jù)圖9可知，在不平衡負載條件下，采用新控制方案的三相四橋臂逆變器輸出電壓的總諧波失真僅為3.31％，而普通逆變器輸出電壓的總諧波失真高達18.79％。結(jié)果表明，本文提出的逆變器控制方案減小了逆變系統(tǒng)的電壓總諧波失真。

5 結(jié)論

    本文提出了一種三相四橋臂逆變器前三橋臂SVPWM調(diào)制和第四橋臂電流滯環(huán)調(diào)制相結(jié)合的新型控制方案，并實現(xiàn)了逆變器的雙閉環(huán)解耦控制，控制算法相對簡單，實際計算量??；在不平衡負載條件下，采用新控制方案的四橋臂逆變器輸出的三相電壓波形更接近正弦波，總諧波失真率和諧波分量均顯著下降，極大地提高了逆變系統(tǒng)的條件適應(yīng)性。

參考文獻

[1] 孫馳，魯軍勇，馬偉明.一種新的三相四橋臂逆變器控制方法[J].電工技術(shù)學(xué)報，2007，22(2)：57-63.

[2] 費蘭玲.不平衡負載下三相四橋臂逆變器的控制與實現(xiàn)[D].武漢：華中科技大學(xué)，2011.

[3] 唐成.基于三維空間矢量控制的三相四橋臂逆變器的研究與設(shè)計[D].株洲：湖南工業(yè)大學(xué)，2014.

[4] 趙峰，理文祥，葛蓮.基于SVPWM控制的逆變器仿真研究[J].電源技術(shù)，2012，36(9)：1386-1389.

[5] 洪乃剛.電力電子電機控制系統(tǒng)仿真技術(shù)[M].北京：機械工業(yè)出版社，2013：192-194.

[6] LIU C，WANG F，BAI H.High performance controller design with PD feedback inner loop for three-phase four-leg inverter[C]//IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications.IEEE，2009：1057-1061.

[7] 石存瑋.逆變器的三相不平衡負載控制方法研究[D].成都：西南交通大學(xué)，2014.

[8] 茹心芹，韋徵，王偉，等.微網(wǎng)逆變器不平衡負載控制技術(shù)研究[J].電力電子技術(shù)，2016，50(7)：40-43.

[9] 吳斌，衛(wèi)三民.風力發(fā)電系統(tǒng)的功率變換與控制[M].北京：機械工業(yè)出版社，2012：42-45.

[10] 邵宇，馬海嘯.一種三角波注入的三相四橋臂逆變器控制策略[J].電測與儀表，2014，51(19)：81-85.

作者信息：

孫靈芳，李知遠，紀慧超

（東北電力大學(xué) 自動化工程學(xué)院，吉林 吉林132012）