0 引言

    隨著GPS使用范圍日趨廣泛，其安全問(wèn)題也備受關(guān)注。信息化作戰(zhàn)情況下，對(duì)敵對(duì)目標(biāo)衛(wèi)星導(dǎo)航定位系統(tǒng)進(jìn)行干擾，阻止其有效定位，成為了重要的作戰(zhàn)手段。隨著干擾與抗干擾領(lǐng)域的研究，GPS定位系統(tǒng)對(duì)抗干擾的要求越來(lái)越高，如何對(duì)抗種種人為的和非人為的干擾成為研究熱點(diǎn)。目前研究產(chǎn)生的基帶碼多為C/A碼，且多為單路輸出，產(chǎn)生多種偽碼并輸出多路GPS信號(hào)是發(fā)展方向。因此，本文研究產(chǎn)生多路GPS信號(hào)同時(shí)輸出和利用FPGA生成C/A碼、P碼。FPGA在硬件系統(tǒng)設(shè)計(jì)中具有很高的靈活性和可靠性。基帶碼的結(jié)構(gòu)是可以預(yù)測(cè)的，方便利用FPGA重復(fù)產(chǎn)生并處理。利用FPGA產(chǎn)生基帶碼，可以研究基帶碼又可以探究新碼型，降低了系統(tǒng)的復(fù)雜度，提高了系統(tǒng)的集成度。

1 系統(tǒng)總體方案

    本文主要包括硬件和軟件兩部分，軟件部分指用Verilog產(chǎn)生基帶碼和控制信號(hào)及C程序控制DDS產(chǎn)生載波。硬件電路由FPGA、C8051控制電路和輔助電路組成。由外部向FPGA提供時(shí)鐘信號(hào)和復(fù)位信號(hào)，F(xiàn)PGA用于產(chǎn)生基帶碼、增益控制信號(hào)及可控放大信號(hào)，其他預(yù)留的輸入輸出口留作其他用途。C8051用于向DDS提供控制信號(hào)，DDS參考時(shí)鐘由外部晶振提供。系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)如圖1所示。

    系統(tǒng)分為基帶模塊與射頻調(diào)制模塊兩部分?；鶐K生成基帶信號(hào)，經(jīng)調(diào)制模塊調(diào)制得到L1和L2，其中載波L1的頻率f1為1 575.42 MHz，載波L2的頻率f2為1 227.60 MHz。每顆GPS衛(wèi)星用兩個(gè)L波段頻率L1和L2發(fā)射載波無(wú)線電信號(hào)。

    本文主要介紹基帶模塊。外部提供215 MHz的時(shí)鐘信號(hào)供給基帶碼發(fā)生器，同時(shí)外部復(fù)位信號(hào)控制基帶碼發(fā)生器，用于向L1和L2頻點(diǎn)的射頻調(diào)制部分提供C/A碼和P碼以及增益控制信號(hào)。圖1中，1-2表示可以提供一路用于二進(jìn)制相移鍵控調(diào)制(Binary Phase Shift Keying，BPSK)，也可提供串并轉(zhuǎn)換之后的兩路用于正交相移鍵控調(diào)制(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)。C8051提供控制DDS生成正弦波信號(hào)，經(jīng)倍頻得到L1和L2頻點(diǎn)的載波用于載波調(diào)制。FPGA還提供可控放大信號(hào)。

2 基帶模塊的實(shí)現(xiàn)

2.1 基帶產(chǎn)生模塊的總體設(shè)計(jì)

    基帶產(chǎn)生模塊的原理圖如圖2所示。由外部時(shí)鐘提供的時(shí)鐘信號(hào)經(jīng)整數(shù)分頻，得到的1.023 MHz時(shí)鐘給C/A碼發(fā)生器，再經(jīng)L1串并轉(zhuǎn)換得到L1路C/A碼及其IQ兩路輸出；得到的10.23 MHz時(shí)鐘送到P碼發(fā)生器，一路P碼經(jīng)L1串并轉(zhuǎn)換得到L1路P碼的IQ兩路輸出；另一路P碼經(jīng)L2串并轉(zhuǎn)換得到L2路P碼的IQ兩路輸出，C/A碼和P碼也可直接輸出。

2.2 分頻模塊

    分頻模塊有兩個(gè)：用于提供C/A碼時(shí)鐘的210分頻和P碼時(shí)鐘的21分頻，分別得到約1.023 MHz和10.23 MHz的時(shí)鐘信號(hào)。

2.3 C/A碼產(chǎn)生模塊

    C/A碼由一個(gè)10級(jí)最長(zhǎng)線性反饋移位寄存器(maximum，m)序列對(duì)產(chǎn)生，即一個(gè)C/A碼的長(zhǎng)度是2¹⁰-1=1 023碼片。C/A碼的時(shí)鐘為1.023 MHz，周期為1 ms^[1]。在一個(gè)C/A碼碼片時(shí)間內(nèi)，載波L1重復(fù)1 540周。如圖3所示，C/A碼發(fā)生器由G1和G2兩個(gè)移位寄存器構(gòu)成，兩個(gè)移位寄存器的輸出相異或得到C/A碼輸出。X1歷元到來(lái)時(shí)兩個(gè)寄存器全部置1。

    本設(shè)計(jì)中使用組合邏輯電路，輸入信號(hào)有C/A碼時(shí)鐘clk、偽碼sat_PRN_ID、復(fù)位信號(hào)reset、C/A碼輸出out。偽碼號(hào)取21，用Modelsim仿真的結(jié)果如圖4、圖5所示。

    如圖4所示，C/A碼輸出1，1，1，1，1，0，0，1，1，0，0，0，0，0，1，1，0，1，1…，偽碼為21的C/A碼前十位的8進(jìn)制，表示為1 746，即二進(jìn)制的1111100110，C/A碼輸出正確。如圖5所示，在第1 023個(gè)時(shí)鐘周期之后， C/A碼輸出恢復(fù)到開(kāi)始的1111100110，符合C/A碼長(zhǎng)度為1 023這個(gè)特征。因此，C/A碼發(fā)生器設(shè)計(jì)正確。

2.4 P碼產(chǎn)生模塊

    除C/A碼之外，P碼是GPS信號(hào)中的另一種偽碼，它同時(shí)調(diào)制在L1和L2載波信號(hào)上。P碼的周期為7天，碼率為10.23 MS/s，碼寬Tp約等于0.1 μs。加密后的P碼成為Y碼，它只有特定的用戶(hù)才可破譯。

    如圖6所示，偽隨機(jī)噪聲碼(Pseudo Random Noise，PRN）為i的衛(wèi)星上產(chǎn)生的P碼Pi是序列X1與序列X2i的模2和。序列X1的生成電路是由2個(gè)十二級(jí)反饋移位寄存器構(gòu)成的，每個(gè)十二級(jí)反饋移位寄存器各能產(chǎn)生一個(gè)周期為4 095碼片的最長(zhǎng)線性反饋移位寄存器(maximum，m)序列，而這兩個(gè)m序列通過(guò)截短，各自形成周期為4 092碼片的序列X1A和周期長(zhǎng)為4 093碼片的序列X1B。截短碼X1A和X1B異或相加，生成周期為4 092×4 093的長(zhǎng)碼。長(zhǎng)碼再經(jīng)過(guò)截短，變成周期為1.5 s、長(zhǎng)為15 345 000碼片的序列X1。

    與產(chǎn)生X1序列的過(guò)程相類(lèi)似，另外2個(gè)十二級(jí)反饋移位寄存器最后產(chǎn)生長(zhǎng)為15 345 037碼片的序列X1，而序列X2i是X2的平移等價(jià)碼。對(duì)于PRN i，平移等價(jià)序列X2i是由X2即延時(shí)i個(gè)碼片后得到的，其中i是1~37的整數(shù)。

    序列X1與X2i異或相加后所得序列的周期長(zhǎng)約為38星期的P碼，經(jīng)過(guò)截短，得到周期為一星期長(zhǎng)的P碼Pi。GPS采用了37種不同的平移等價(jià)碼X2i，進(jìn)而獲得37種結(jié)構(gòu)不同、周期均為一星期的P碼Pi。GPS星座中的各顆衛(wèi)星產(chǎn)生一個(gè)互不相同的P碼，從而實(shí)現(xiàn)碼分多址^[2]。

    P碼發(fā)生模塊包含4個(gè)十二級(jí)反饋移位寄存器X1A、X1B、X2A、X2B，計(jì)數(shù)器暫?；謴?fù)信號(hào)resume1a、resume1b、resume2a、resume2b，計(jì)數(shù)器count1a、count1b、count2a、count2b決定其值。flag1a、flag1b、flag2a、flag2b計(jì)數(shù)分別決定4個(gè)寄存器是否復(fù)位。svndaysrst為一周復(fù)位信號(hào)，當(dāng)zcount計(jì)數(shù)達(dá)到403 200時(shí)，svndaysrst置1，所有計(jì)數(shù)器復(fù)位，svndaysrst復(fù)位與rst復(fù)位的初值一樣。P碼輸出由X1輸出與X2移位輸出異或得到，add為延時(shí)使能信號(hào)，由flag2a和count2a決定。

    P碼的仿真主要用于驗(yàn)證P碼的初始狀態(tài)以及寄存器復(fù)位、計(jì)數(shù)復(fù)位、相移等功能是否實(shí)現(xiàn)，偽碼號(hào)取5，用Modelsim仿真P碼發(fā)生器的結(jié)果如圖7所示。

    根據(jù)仿真圖7，在復(fù)位信號(hào)rst為1時(shí)載入初值，復(fù)位信號(hào)變?yōu)?后第一個(gè)時(shí)鐘上升沿到來(lái)，X1A輸出0，0，1，0，0，1，0，0，1，0，0，0，X1B輸出0，1，0，1，0，1，0，1，0，1，0，0，X2A輸出1，0，0，1，0，0，1，0，0，1，0，1，X2B輸出0，1，0，1，0，1，0，1，0，1，0，0；P碼輸出1，0，0，0，1，1，1，1，1，1，1，1……，前12位轉(zhuǎn)換為8進(jìn)制是4 377，因此P碼的初始輸出正確。

    圖8是P碼的計(jì)數(shù)復(fù)位仿真，寄存器X1A和X2A在4 092個(gè)基碼之后復(fù)位，寄存器X1B和X2B在4 093個(gè)基碼后復(fù)位，復(fù)位后X1A、X1B、X2A、X2B輸出初始值，與此同時(shí)代表其循環(huán)次數(shù)的計(jì)數(shù)器加1。仿真圖完全符合這一特征，因此P碼的計(jì)數(shù)復(fù)位正確。

    X1B寄存器在循環(huán)了4 093個(gè)X1B后暫停，直到X1A循環(huán)了3 750個(gè)X1A后才恢復(fù)移位。X2B寄存器與之類(lèi)似，但是在X1A寄存器完成3 750個(gè)循環(huán)之后，仍維持37個(gè)基碼時(shí)間不動(dòng)，X2A寄存器在3 750個(gè)循環(huán)之后也保持37個(gè)基碼時(shí)間不動(dòng)，之后由一周復(fù)位信號(hào)使其恢復(fù)，如圖9所示。

    由圖9可以看出，在X1B暫停時(shí)，其輸出保持不變，暫停時(shí)刻flag1aout為3 749，恢復(fù)時(shí)flag1aout為4 092，相隔343個(gè)基碼時(shí)間。X2B暫停時(shí)，其輸出亦保持不變，flag1bout恢復(fù)計(jì)數(shù)后，從1計(jì)數(shù)到37，X2A和X2B正好開(kāi)始移位輸出，符合P碼的原理。當(dāng)X1A循環(huán)3 750個(gè)循環(huán)后zcountout加1，當(dāng)zcountout為403 200后復(fù)位。綜上所述，P碼發(fā)生器的設(shè)計(jì)正確。

    對(duì)于上述P碼產(chǎn)生程序，PRN號(hào)確定時(shí)，輸出的P碼由4個(gè)寄存器的值以及計(jì)數(shù)器決定，如果知道這些值并作為初值輸入到程序中，就可以輸出任意時(shí)刻的P碼。

3 控制模塊的實(shí)現(xiàn)

3.1 載波發(fā)生模塊

    載波發(fā)生器采用ADI公司的集成DDS芯片AD9956，通過(guò)對(duì)頻率控制字(Frequency Tuning Word，F(xiàn)TW)和分頻字R的控制，能夠輸出特定的頻率值^[3]。

    輸出信號(hào)頻率與頻率控制字關(guān)系如下：

式中，f_o表示輸出信號(hào)的頻率；FTW表示48位的控制字，取值范圍是0~2⁴⁷，R表示分頻系數(shù)，可取1、2、4、8；f_REFCLK表示輸入時(shí)鐘390 MHz。

3.2 載波發(fā)生控制模塊

    載波發(fā)生控制模塊采用C8051F，向DDS提供14個(gè)控制接口，用于對(duì)DDS提供控制信號(hào)的調(diào)諧數(shù)據(jù)。根據(jù)后續(xù)調(diào)制電路的要求，需要獲得70 MHz的信號(hào)用于得到L1頻段的載波，60 MHz的信號(hào)用于得到L2頻段的載波，因此需分別對(duì)產(chǎn)生L1頻段和L2頻段的DDS進(jìn)行控制。

3.3 增益控制模塊

    對(duì)載波及已調(diào)信號(hào)增益的控制，主要由FPGA提供增益控制信號(hào)實(shí)現(xiàn)，用芯片HMC468LP3和HMC273MS10G配合實(shí)現(xiàn)。只需對(duì)電平控制就可實(shí)現(xiàn)增益的改變。

4 系統(tǒng)測(cè)試與分析

4.1 測(cè)試儀器與設(shè)備

    信號(hào)源采用Rohde & Schware SMB100A Signal Generator，頻率范圍為9 kHz~6 GHz。頻譜儀采用Rohde & Schware FSC6.Spectrum，頻率范圍為9 kHz~6 GHz。

4.2 C/A碼頻譜分析

    在頻域，一個(gè)碼速率為1.023 MHz的隨機(jī)序列的功率譜函數(shù)在1.023 MHz的整數(shù)倍處為0。C/A碼雖然不是完全隨機(jī)的，但是其功率譜與隨機(jī)序列相似^[4]。

    圖10為調(diào)制之后的頻譜，載波頻段L1為1 575.42 MHz，第一個(gè)零點(diǎn)M2的頻率為1 576.43 MHz，與中心頻率L2相差約1.023 MHz?？梢钥闯?，第一副瓣相對(duì)于主瓣輸出功率衰減約15 dBm，與實(shí)際的GPS信號(hào)基本符合。

4.3 P碼頻譜分析

    如圖11所示，調(diào)制之后的頻譜中心頻率為1 575.42 MHz(M2點(diǎn)處)，之后的第一個(gè)零點(diǎn)M1為1 585.65 MHz，相隔10.23 MHz。如圖12所示，調(diào)制之后的頻譜中心頻率為1 227.6 MHz，之后的第一個(gè)零點(diǎn)M1為1 237.83 MHz，相隔10.23 MHz，達(dá)到要求。

5 結(jié)論

    GPS基帶信號(hào)可以通過(guò)調(diào)制而依附在正弦形式的載波上，然后衛(wèi)星將調(diào)制后的載波信號(hào)播發(fā)出去。因此，GPS基帶信號(hào)的研究對(duì)于導(dǎo)航定位設(shè)備的研發(fā)、檢測(cè)及生成式干擾信號(hào)的研究具有重要的應(yīng)用價(jià)值。本文提出的基于FPGA產(chǎn)生的GPS基帶信號(hào)具有輸出增益可調(diào)、輸出頻點(diǎn)可控，可以為射頻模塊提供多路基帶信號(hào)及控制信號(hào)等特點(diǎn)。

參考文獻(xiàn)

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作者信息：

左小普1，楊祖芳2，潘  偉3，鄭建生1，3

(1.武漢大學(xué) 電子信息學(xué)院，湖北 武漢430072；2.武漢工商學(xué)院 信息工程學(xué)院，湖北 武漢430065；

3.武漢大學(xué)衛(wèi)星導(dǎo)航定位技術(shù)研究中心，湖北 武漢430079）