0 引言

    逆變器是光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的核心組件，分為集中式、組串式以及微型逆變器^[1-3]。微型逆變器的優(yōu)勢在于具有較強(qiáng)抗局部陰影能力，體積小、效率高、安全可靠，是光伏發(fā)電的主要發(fā)展趨勢之一^[4-5]。

    為了適應(yīng)目前市場上光伏組件的功率等級(jí)，交錯(cuò)反激式微型逆變器得到了廣泛應(yīng)用^[6]。交錯(cuò)反激式微型逆變器通過兩個(gè)平行耦合的反激式變換器互補(bǔ)工作，較傳統(tǒng)的微型逆變器，具有能增大電路輸出功率，減少輸入輸出電流紋波的優(yōu)點(diǎn)^[7]。在此基礎(chǔ)上，提出了一種新型帶功率解耦的交錯(cuò)反激式微逆變器，可以有效地降低功率開關(guān)管上的電壓應(yīng)力和提高微型逆變器的轉(zhuǎn)換效率。本文首先闡述提出的新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理，分析在不同模式下的工作過程，計(jì)算出各階段工作時(shí)間，最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)進(jìn)行驗(yàn)證。

1 電路結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    提出的具有功率解耦功能的新型交錯(cuò)反激式微型逆變器電路拓?fù)淙鐖D1所示。系統(tǒng)包括交錯(cuò)反激式DC/DC變換器，DC/AC逆變電路和LC濾波電路。

    該拓?fù)湟淮蝹?cè)在開關(guān)管S₁-S₄的控制下，通過解耦電容C₁、C₂和續(xù)流二極管VD₁、VD₂進(jìn)行功率解耦，電路結(jié)構(gòu)簡單。由于電容C₁、C₂先串聯(lián)后并聯(lián)于直流母線兩端，通過對開關(guān)管S₁-S₄的控制，對兩個(gè)電容輪流充放電，能有效地降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力，減小輸出濾波電容，提高輸出功率。

1.2 電路的工作原理

    反激式變換器有兩種工作模式。以變壓器T₁所在的變換器為例，在模式Ⅰ時(shí)，光伏陣列的輸出功率P_PV大于逆變器的瞬時(shí)輸出功率P_ac，剩余能量對電容解耦C₁進(jìn)行充電。在模式Ⅱ時(shí)，光伏陣列的輸出功率P_PV小于逆變器的瞬時(shí)輸出功率P_ac，通過控制開關(guān)管，使解耦電容C₁輸出能量，與光伏組件同時(shí)向電網(wǎng)輸出功率。圖2示出不同模式下變壓器T₁勵(lì)磁電流i_Lm1、二次側(cè)電流i₂以及驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形。

    以變壓器T1所在的反激式變換器為研究對象，采用電流斷續(xù)型(DCM)控制策略，研究兩種不同模式下逆變器的工作狀態(tài)。

    模式Ⅰ：P_PV>P_ac，解耦電路有4個(gè)工作階段。

    階段1(t₀-t₁)：如圖3(a)所示，開關(guān)管S₁、S₂開通，光伏組件向原邊電感儲(chǔ)能，勵(lì)磁電流線性上升至：

式中，L_m1為變壓器勵(lì)磁電感，U_in為原邊輸入直流電壓,d₁T_s為此階段工作時(shí)間。得到階段1工作時(shí)間為：

    階段2(t₁-t₂)：如圖3(b)所示，開關(guān)管S₁關(guān)斷，勵(lì)磁電感中能量對解耦電容C₁進(jìn)行充電。勵(lì)磁電流線性下降，直到t₂時(shí)刻勵(lì)磁電感中的能量正好等于二次側(cè)需求的能量,將S₂關(guān)斷。根據(jù)一、二次側(cè)能量守恒原則，可以得到在t₂時(shí)刻：

    階段3(t₂-t₃)：如圖3(c)所示，副邊電流i₂通過開關(guān)管S5向電網(wǎng)傳遞能量。假設(shè)電網(wǎng)電壓恒定，在一個(gè)周期內(nèi)的二次側(cè)電流i₂(t)為：

式中，N=n₁/n₂為原副邊匝數(shù)比，并網(wǎng)瞬時(shí)電壓u_ac=Usin(ωt)，L_m2為副邊勵(lì)磁電感。

    二次側(cè)電流在t₃時(shí)刻下降到0，此階段工作時(shí)間：

    如果P_PV保持恒定，那么占空比d₃也是恒定的，因此，階段3的時(shí)間只跟光伏組件的輸出功率有關(guān)。

    階段4(t₃-t₄)：如圖3(d)所示，在t₃時(shí)刻，二次側(cè)電流已降為0，T₁所在電路停止工作，T₂充電電路開始工作。圖3(e)示出變壓器T₂充電模式的第2階段，開關(guān)管S₃保持開通，S₄關(guān)斷，原邊勵(lì)磁電流對解耦電容C₂進(jìn)行充電。但因?yàn)樽儔浩鱐₁第4階段的工作時(shí)間要包含變壓器T₂的前3個(gè)階段，則：

    模式Ⅱ：P_PV<P_ac，解耦電路也有4個(gè)工作階段。

    階段1(t₀-t₁)：工作過程類似于模式Ⅰ的第一階段，如圖3(a)所示。求出此階段原邊勵(lì)磁電流峰值i_Lp2，代入式(2)便得到第1階段工作時(shí)間。

    階段3(t₂-t₃)：副邊電流i₂通過開關(guān)管S₅向電網(wǎng)傳遞能量。工作時(shí)間分析類似于模式Ⅰ的第3階段。

    階段4(t₃-t₄)：同模式Ⅰ，此時(shí)是變壓器T₂的前3階段的工作時(shí)間。同樣的，解耦電容C₂向反激式變壓器T2的勵(lì)磁電感傳遞能量。

2 參數(shù)選擇方案

2.1 解耦電容的選擇

    一定功率和頻率下，解耦電容的容值取決于電容兩端電壓和所允許的紋波電壓：

    由式(15)可以看出，在其他因素不變的情況下，解耦電容C₁、C₂的容值正相關(guān)。因此在保證解耦電路穩(wěn)定的前提下，C₂的取值越小越好。

2.2 勵(lì)磁電感的選擇

    交錯(cuò)反激式微型逆變器是兩個(gè)單端反激式變換器并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，兩個(gè)電路交替工作，因此電路工作在DCM模式下的穩(wěn)態(tài)占空比必須低于50%，即：

3 仿真驗(yàn)證

    為了驗(yàn)證所提出的三電平交錯(cuò)反激式微型逆變器電路，使用MATLAB搭建電路拓?fù)浜涂刂葡到y(tǒng)的模型，并進(jìn)行仿真分析。表1為設(shè)置的電路仿真參數(shù)。

    圖4給出了逆變器的進(jìn)網(wǎng)電流i_ac、并網(wǎng)電壓v_ac和解耦電容C₁電壓v_c1仿真波形。由圖可知，解耦電容以上述兩種模式進(jìn)行充放電，其上的電壓紋波表現(xiàn)為穩(wěn)定的二倍工頻脈動(dòng)。

    圖5為在兩個(gè)工頻周期內(nèi)的原邊電流i_Lm1以及副邊電流i₂的仿真波形。勵(lì)磁電流和副邊電流都是頻率為兩倍工頻的饅頭波形，具有較好的正弦性。

    圖6為充放電模式下變壓器原副邊的電流波形。模式Ⅰ下，原邊電流線性增加到峰值時(shí)，改變開關(guān)管的通斷，使解耦電容C₁處于充電狀態(tài)，電流線性下降到i_Lp，開通S₅，副邊釋放能量；模式Ⅱ下需要解耦電容釋放能量才能達(dá)到i_Lp，其他均類似于模式Ⅰ。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

    搭建了一個(gè)250 W、輸出220 V的樣機(jī)，輸入電壓為35 V。圖7(a)為模式Ⅰ下主開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)，圖7(b)為模式Ⅰ下原副邊電流波形(圖7(b)中1、2號(hào)探頭測量的電壓值每10 mV表示1 A)。在模式Ⅰ中，在勵(lì)磁電流到達(dá)一定值的時(shí)候，開關(guān)管改變狀態(tài)，使電流降低，直到S₅開通，向副邊傳遞能量。

    圖8(a)為模式Ⅱ下主開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)，圖8(b)為模式Ⅱ下原副邊電流波形。在模式Ⅱ中，S₄的開通使勵(lì)磁電感能夠得到進(jìn)一步的充電，之后S₅開通，向副邊傳遞能量。

    圖9(a)為樣機(jī)輸出電壓v_ac和電流i_ac(1號(hào)探頭測得電壓值倍率縮小20倍；2號(hào)探頭測量的電壓值每10 mV表示1 A)。樣機(jī)輸出的并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同向，符合并網(wǎng)要求。圖9(b)為測得的不同并網(wǎng)功率下的效率曲線。逆變器的最大轉(zhuǎn)換效率為90.6%。

5 結(jié)論

    交錯(cuò)反激的結(jié)構(gòu)提高了微型逆變器的功率范圍，能滿足目前光伏發(fā)電市場的需求。本文提出的新型交錯(cuò)反激式微型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，成本較低并具有較高的變換效率；用薄膜電容代替電解電容，使得逆變器的壽命不再受電容壽命的制約；采用兩個(gè)解耦電容實(shí)現(xiàn)功率解耦，有效降低開關(guān)管兩端的電壓應(yīng)力。結(jié)果表明，該拓?fù)洳⒕W(wǎng)性能好，方案可行。

參考文獻(xiàn)

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[7] 孫玉巍.交錯(cuò)反激式光伏并網(wǎng)微逆變器研究[D].北京：華北電力大學(xué)，2012.

作者信息:

顧石磊1，孫玉坤1，2，張  亮2，黃永紅1

(1.江蘇大學(xué) 電氣信息工程學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江212013；2.南京工程學(xué)院，江蘇 南京211100)