0 引言

    為了確保功率開關(guān)管安全可靠的工作，功率開關(guān)管必須工作在安全工作區(qū)。但在硬開關(guān)條件下，功率開關(guān)管在開通和關(guān)斷過程中可能承受過壓、過流。過大的di/dt和dv/dt的沖擊，使開關(guān)管發(fā)熱，如不采取保護措施，可能使功率開關(guān)管超出安全工作區(qū)而損壞。為此，在功率開關(guān)管電路中，通常設(shè)置吸收電路或采用軟開關(guān)技術(shù)，防止瞬時過壓、過流，減小開關(guān)損耗，確保開關(guān)管工作在安全工作區(qū)。

    逆變器常用的吸收電路有無源并聯(lián)RC電路、并聯(lián)RCD吸收電路和有源吸收電路。有源吸收電路在電路結(jié)構(gòu)、控制方法上都比較復(fù)雜，成本也比較高，因此，無源吸收電路比有源吸收電路在工程上有著更為廣泛的應(yīng)用。逆變器常用的無源吸收電路有A型、B型、C型三種^[1]。這三種電路均能夠抑制開關(guān)在關(guān)斷時產(chǎn)生的過電壓，其共同特點是吸收電容C_s上的電壓等于電源電壓，電容電壓過沖部分的能量一部分回饋電源，另一部分消耗在電阻R_s上。其中B型和C型吸收電路又稱為RCD吸收電路^[2]，這兩種吸收電路原理相似，拓撲結(jié)構(gòu)簡單，已經(jīng)得到廣泛的應(yīng)用。雖然RCD吸收電路可以改善開關(guān)器件的關(guān)斷特性，但降低了電路的變換效率，并且在大功率場合，需要大功率的電阻，而消耗掉大量能量，甚至改變了設(shè)備的工作環(huán)境。為了克服這些缺陷，近年來提出了無源無損軟開關(guān)吸收電路（LPSSS）。

    LPSSS電路是軟開關(guān)技術(shù)的一種，它通過在主電路中附加電容、電感及二極管等無源器件，在主開關(guān)換流時建立零電壓、零電流開關(guān)條件。由于吸收電路上的儲能可全部傳遞給負載，因此從理論上講，吸收電路是近似無損的，這有利于提高變換器的效率。無源無損吸收電路的另一個突出優(yōu)點是無需額外的控制，因此不會增加控制電路的復(fù)雜度，不影響變流器控制電路的設(shè)計。因此，為了簡化電路，提高變換效率，有必要研究LPSSS電路，已有文獻[3-9]對LPSSS電路作了大量的研究，但是這些LPSSS電路仍然具有一定的缺陷。文獻[7]提出的LPSSS電路結(jié)構(gòu)簡單，能有效降低損耗，但是僅適用于開關(guān)頻率較低的電路。文獻[3-7]提出的LPSSS電路，通過變壓器或耦合電感將吸收電容中的能量反饋到電源端或負載，既降低了開關(guān)開通關(guān)斷過程中的損耗，也提高了能量的利用率，但是電路結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，成本較高，并且變壓器和耦合電感的漏感問題還有待于研究。

    為此，筆者在Boost和半橋逆變器的LPSSS電路^[9-10]的基礎(chǔ)上，提出了一種新型PWM逆變器LPSSS電路，電路的拓撲結(jié)構(gòu)簡單，適用于單相和三相全橋電路，最終通過仿真驗證了該吸收電路可靠性和適用性。

1 逆變器損耗分析

    逆變器是否能正常工作，應(yīng)當(dāng)滿足下述條件：正常情況工作時，器件的開關(guān)軌跡應(yīng)在器件的安全工作區(qū)以內(nèi)，并應(yīng)有足夠的裕量；在PWM方式下工作時，器件的總損耗應(yīng)小于其允許的耗散功率，并應(yīng)有足夠的裕量。

    在IGBT關(guān)斷過程中，因為主回路雜散電感L_p的存在，會使IGBT的集電極出現(xiàn)電壓峰值U_cep。這一情況在短路關(guān)斷時表現(xiàn)得最為嚴重，必須將U_cep限制在安全工作區(qū)之內(nèi)。

    圖1^[10]所示為IGBT關(guān)斷時的電壓電流波形，以及功率開關(guān)的功率損耗。其中，t_tail為尾部電流，i_tail為下降時間，t_f和t_doff分別為關(guān)斷下降時間和關(guān)斷延遲時間。每個脈沖IGBT的關(guān)斷損耗可近似為：

若減小關(guān)斷時的U_c上升速度，可減小E_I(soff)。關(guān)斷過程中Ic的下降速度主要取決于器件的總充電荷和少子壽命^[11]。

2 逆變器RCD吸收電路原理分析

    以圖2(a)為例，可將RCD吸收電路的工作過程劃分為3個階段：(1)換流階段。從開關(guān)接受關(guān)斷信號到完全截止。此階段，流過主回路的寄生電感L_p的母線電流經(jīng)過開關(guān)管VT和吸收電路兩條支路分流。在此過程中出現(xiàn)第一個尖峰電壓ΔV₁。ΔV₁與母線電流I_L、吸收電路寄生電感L_s、關(guān)斷電流的di/dt有關(guān)。(2)諧振放能階段。換流階段結(jié)束后，開關(guān)完全截止。主回路寄生電感L_p與吸收電容C_s諧振，L_p中的能量通過C_s諧振，L_p中的能量通過C_s釋放。在此過程中出現(xiàn)第二個ΔV₂，此尖峰與母線電流I_L，主回路寄生電感L_p、吸收電容C_s、吸收電路寄生電感L_s有關(guān)。(3)吸收電容C_s放電階段。諧振放能階段結(jié)束后，電容C_s通過電阻R_s、電源和負載放電。

    RCD吸收電路的特點是每次關(guān)斷之前把C₁中儲存的能量通過電阻R₂回饋到主回路中去，使C₁的電壓保持在電源電壓上。同時，吸收電阻R₂能消除C₁放電造成的電流振蕩，使IGBT開關(guān)時處于比較平穩(wěn)的狀態(tài)。這種電路的缺點在于當(dāng)功率進一步增大時，回路寄生電感會變得很大，導(dǎo)致不能有效地抑制瞬變電壓。同時吸收電阻R_s的存在會影響吸收電容C_s的放電時間，隨著開關(guān)頻率的增加，電阻R_s的溫度升高會改變設(shè)備的工作環(huán)境。

    吸收電路參數(shù)計算^[12]：

式中，I_L為母線電流，L=L_p+L_s，f_s和t_r分別為開關(guān)頻率和開通電流上升時間。過電壓保護度Δu%一般設(shè)定為15%。

3 新型逆變器LPSSS電路的原理分析和仿真

    圖3(a)所示為PWM逆變器LPSSS電路。該拓撲電路圖中每一組橋臂有兩個IGBT開關(guān)VT₁和VT₂組成和與開關(guān)反并聯(lián)的二極管D₁、D₂。吸收電容C_s1和C_s2分別并聯(lián)在VT₁和VT₂上，減小了dv/dt，實現(xiàn)了開關(guān)ZVS關(guān)斷。

    圖3(b)所示為VT₁開通或VT₂關(guān)斷時的電壓波形。假設(shè)t₀時刻VT₁開通，吸收電容C_S1通過二極管D_S1充電，C_S2通過C_b1和D_S2放電。因此，在此過程中吸收電容C_S1的電壓V_CS1上升，C_S2的電壓V_Cs2下降，V_Cb在C_S2放電結(jié)束時，電壓達到最大值，隨后放電至V_dc，并最終保持恒定。

3.1 LPSSS電路的工作原理

    為了簡化分析，以一組橋臂為例。該吸收電路每一個開關(guān)VT₁和VT₂都分別并聯(lián)吸收電容C_s1、D_s1和C_s2、D_s2，能夠有效減小dv/dt，實現(xiàn)了開關(guān)ZVS關(guān)斷。吸收電容中的能量儲存在電容C_b中，最終通過C_b和電感L_r1諧振將能量回饋到電源端。在一個開關(guān)周期內(nèi)，A相負荷電流假設(shè)恒定不變。如圖4所示，吸收電路的工作模態(tài)如下：

    模態(tài)1，t<t₀：VT₁處于導(dǎo)通狀態(tài)，負荷電流i_load保持恒定且i_VT1=i_load，吸收電容C_s1上的電壓為零。

    模態(tài)2，t₀<t<t₁：t₀時刻，VT₁關(guān)斷而VT₂導(dǎo)通，i_VT1迅速下降至零。由于負荷電流不能突變，此時二極管D_s1導(dǎo)通，電容C_s1和C_b通過D_s1充電，C_s2進行放電。

    模態(tài)3，t₁<t<t₂：t₁時刻，電容C_s1充電至V_Cs1=V_dc，電容C_s2放電至0。

    模態(tài)4，t₂<t<t₃：寄生電感L_p(L_p1=L_p2)上的能量轉(zhuǎn)移到電容C_b1上。在此模態(tài)中，V_Cb>U_d，能量回饋電路開始工作，將吸收的能量回饋到電源側(cè)。二極管D₂處于導(dǎo)通狀態(tài)，提供負荷電流i_load。

    模態(tài)5，t₃<t<t₄：t₃時刻，VT₂關(guān)斷而VT₁導(dǎo)通，i_Lp開始增加，由于負荷電流保持恒定，所以D₂仍然處于導(dǎo)通狀態(tài)，且提供一部分負荷電流。

    模態(tài)6，t₄<t<t₅：i_Lp繼續(xù)增加，吸收電容C_s2通過L_p-C_s2-D_s2路徑充電。C_s1開始把儲存的能量轉(zhuǎn)移到C_b1上。能量最終通過諧振電感L_r1和二極管D_r1和D_r2反饋到直流電源V_dc。在此模態(tài)的末端，C_s1放電至零，C_s2充電至V_dc。

3.2 仿真分析

    合理的設(shè)計和選擇吸收電路的元件參數(shù)對于LPSSS電路的吸收效果是至關(guān)重要的。dv/dt和di/dt取決于吸收電容C_s，寄生電感L_p和負荷電流I_load的大小。當(dāng)寄生電感L_p和吸收電容C_s發(fā)生諧振時，如模態(tài)2所示，dv/dt達到最大值，V_Cs1可表示為：

I_load為A相負荷電流，f_sw為開關(guān)頻率。

    在實際工程應(yīng)用中，由于寄生電感難以準確地估算，所以需要經(jīng)過多次測試來確定。Saber仿真時，直流側(cè)輸入電壓U_d=330 V，開關(guān)頻率為f_sw=10 kHz。L_r=1 μF，寄生電感L_p1=L_p2=200 nF，C_S1=C_S2=0.1 μH，C_b=1 μH。

    圖5所示為硬開關(guān)電路時VT₁關(guān)斷時的電壓波形(b)和負荷電流波形(a)。開關(guān)關(guān)斷時，由于線路寄生電感L_p的存在，使得開關(guān)在關(guān)斷時會產(chǎn)生一個很高的尖峰電壓，并且隨著負荷電流的增加，尖峰電壓會增大，最大尖峰電壓U_cep能夠達到522 V，Δu=58.2%,超過了限定值15%。此外，在吸收電容放電時會產(chǎn)生一個由二極管的反向恢復(fù)特性引起的電壓振蕩。同時，關(guān)斷電壓上升速度過快，也會產(chǎn)生極大的關(guān)斷損耗。

    圖6所示為PWM全橋逆變器加入無損吸收電路后VT1關(guān)斷時的電壓波形。關(guān)斷電壓的峰值U_cep=349 V，Δu=5.8%，有效地限制在了15%以內(nèi)。并且，吸收電路有效抑制了dv/dt，減小了開關(guān)關(guān)斷時的電壓振蕩實，現(xiàn)了零電壓關(guān)斷，同時也有效地降低了開關(guān)關(guān)斷時的損耗。

    圖7所示為電容C_b的電壓和二極管D_s1電流波形。電容C_b的電壓u_Cb維持在330 V左右，且圖中A部分說明了電容電壓u_Cb和二極管電流i_Dr1在開關(guān)VT₁關(guān)斷時過電壓產(chǎn)生的波動，B部分說明了開關(guān)VT₁導(dǎo)通時吸收電容C_S1放電引起的波動。

5 總結(jié)

    本文在傳統(tǒng)的RCD吸收電路的基礎(chǔ)上，提出一種新型PWM逆變器LPSSS電路，并通過仿真驗證了該電路的可行性。該吸收電路設(shè)計簡單，既能降低開關(guān)關(guān)斷時產(chǎn)生的尖峰電壓，同時也能將吸收電容的能量轉(zhuǎn)移到電源，提高了能量的轉(zhuǎn)移效率，降低了電路對環(huán)境的要求。該LPSSS吸收電路適用于所有開關(guān)電源的上下橋臂開關(guān)管中，同時還能應(yīng)用于單相或三相全橋電路，且不會增加輸出電壓電流的諧波含量，具有良好的工程實用性。

參考文獻

[1] 馮勇，葉斌.IGBT逆變器吸收電路的仿真分析與參數(shù)選擇[J].電力機車技術(shù)，1999(2)：12-14.

[2] 劉佩琪，韋忠朝，高信邁.IGBT逆變器吸收電路的研究與仿真分析[C].2013.

[3] PENG F Z，Su Guijia，TOLBERT L M.A passive softswitching snubber for PWM inverters.Power Electron.IEEE Trans，2004，19(2)：363-370.

[4] 伍健，何禮高，何偉軍.耦合電感式無源無損緩沖電路的優(yōu)化設(shè)計[J].中國電機工程學(xué)報，2010，30(24)：61-68.

[5] Zhang Huaguang，Wang Qiang，Chu Enhui，et al.Analysis and implementation of a passive lossless soft-switching snubber for PWM Inverters，IEEE.2012.

[6] SPERB J D,ZANATTA I X，MICHELS L，et al.Re-gener-ative Undeland snubber using a ZVS PWM dc-dc auxiliary converterapplied to three-phase voltage-fed inverters[J].IEEE Trans.Ind.Electron.，2011，58(8)：3298-3307.

[7] Chen Lihua，JOSEPH A，Tang Qingsong，et al.Development and test of a 260 kVA Inverter with a Passive Soft-Switching Snubber[J].Applied Power Electronics Conference，APEC 2007-Twenty Second Annual IEEE，2007：1721-1726.

[8] Zhang Qian，Hu Haibing，Zhang Dehua，et al.A controlled-type ZVS technique without auxiliary components for the Low Power DC/AC Inverter[J].Power Electronics，IEEE Transactions on，2013，28(7)：3287-3296.

[9] YUN J J，CHOE H J，HWANG Y H，et al.Improvement of power-conversion efficiencyof a DC-DC boost converter usinga passive snubber circuit[J].IEEE Journals & Magazines，2012，59(4)：1808-1814.

[10] Yang Yuanyuan，Xu Weisheng.A simplified lossless passive soft-switching snubber for PWM half-bridge Inverters.IEEE.2009，3：3-6.

[11] 徐曉峰，連級三，李風(fēng)秀.IGBT逆變器吸收電路的研究[J].電力電子技術(shù)，1998(3)：43-47.

[12] Chokhawala Rahul S.Gate drive consideration for IGBT module.IEEE Trans.on Ind.Appl.，1996，31(3)：603-611.

[13] 孫強，余娟，鄭湘渝.MOSFET逆變器緩沖電路仿真分[J].電氣應(yīng)用，2005，24(5).