李永1，王關(guān)云2，劉芫健2

　?。?. 中興通訊有限公司 無線預(yù)研部，廣東 深圳 518055；2. 南京郵電大學(xué) 電子科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇 南京 210003）

       摘要：為緩解頻譜資源的日益緊張，毫米波無線通信已成為新的研究熱點之一?；?a class="innerlink" href="http://ihrv.cn/tags/射線追蹤法" title="射線追蹤法" target="_blank">射線追蹤法，對典型室內(nèi)辦公環(huán)境下60 GHz毫米波傳播特性進行仿真建模，并與2.4 GHz非毫米波頻段進行對比分析。分別在視距和非視距下對比研究了兩種頻段的路徑損耗與時延擴展，分析結(jié)果可以為室內(nèi)毫米波的無線網(wǎng)絡(luò)覆蓋提供理論依據(jù)。

　　關(guān)鍵詞：60 GHz毫米波；射線追蹤法；傳播特性

0引言

　　市場研究預(yù)計接入互聯(lián)網(wǎng)的設(shè)備將在2020年達到250億臺。這將是聯(lián)合國估算的全球人口數(shù)的3倍，屆時，網(wǎng)絡(luò)擁堵的問題將更為嚴重。而如今WiFi技術(shù)常用的2.4 GHz頻段早已不堪重負，為緩解頻譜資源的日益緊張，勢必要開發(fā)新的頻譜資源。眾所周知，毫米波最突出的優(yōu)點是頻帶寬，尤其是60 GHz頻段被認為是最有前途的頻段，其1%的相對帶寬就可以提供數(shù)百兆乃至千兆的可用帶寬［1］。因此,國內(nèi)外都在對毫米波無線通信展開積極研究，其中，歐盟METIS項目已將60 GHz毫米波選作未來5G室內(nèi)通信頻段，并制訂了多個典型環(huán)境以做研究［2］。

　　近年來對室內(nèi)電波的傳播預(yù)測常采用射線追蹤法。射線追蹤法能夠找出發(fā)射機到接收機的全部電波傳播路徑，并且擁有較高的計算精度和較快的計算速度［34］。本文基于射線追蹤法，就歐盟METIS項目中的典型室內(nèi)辦公環(huán)境（TC1場景），對60 GHz毫米波傳播特性進行仿真建模，并與2.4 GHz非毫米波進行對比分析。

1射線追蹤法

　　射線追蹤法將發(fā)射信號以射線的形式進行傳播，發(fā)射機到接收機的路徑有可能是直達路徑也可能是非直達路徑。如果是非直達路徑，則發(fā)射的射線將可能經(jīng)過多次反射、繞射、透射等才能到達接收機。根據(jù)幾何光學(xué)和一致繞射理論，射線在傳播過程中遇到障礙物后，首先判斷射線的傳播類型，反射、繞射或者透射，然后計算射線下一個到達點位置和此時的場強，而后繼續(xù)跟蹤射線，直到射線通過接收機或者射線能量低于某一閾值為止，之后再回到發(fā)射端，跟蹤下一條射線，最后將到達接收點的各條射線進行合并，從而完成電波預(yù)測。由此可見射線追蹤法是一個復(fù)雜的遞歸過程［5］。

　　1.1建立發(fā)射射線

　　發(fā)射天線輻射出的電波波束可以看作是許多由發(fā)射天線射出的射線。射線通過對波前球劃分產(chǎn)生，如圖1所示，由源點發(fā)出的電波可以用頂點在源點的錐體表示，錐體底面可以是三角形、正方形等，每一個錐體由自頂點到底面中心的連線表示射線，所有的射線按照一定的空間角度間隔從發(fā)射機發(fā)出，跟蹤每一條射線的前進路徑，跟蹤路徑上所發(fā)生的反射、透射、衍射都利用幾何光學(xué)理論進行計算。如果所追蹤的射線反射次數(shù)大于預(yù)先設(shè)置的最大反射次數(shù)或能量低于某一閾值后，則舍棄該條射線，這樣所有值得注意的射線都會被找到。

　　1.2追蹤射線

　　在射線的追蹤過程中，求交運算是最主要的運算，通過求交運算判斷射線是否與墻、門或其他障礙物相交，進而判斷射線是否會發(fā)生反射和透射；當射線掠過棱角時，還需判斷是否發(fā)生繞射。

　　假設(shè)某物體一平面的方程為ax0+by0+cz0+d=0，射線起點坐標為(x0,y0,z0)，方向為(d1,d2,d3)，參數(shù)方程如式（1）所示。

　　當ad1+bd2+cd3=0時，射線與平面平行。當ax0+by0+cz0+d=0時，射線在平面內(nèi)。除去上述兩種情況，則射線（或者此射線的反向延長線）與平面相交，此時計算得出參數(shù)ti=－(ax0+by0+cz0+d)/(ad1+bd2+cd3)，若ti≥0，則表明射線與平面的交點在此射線上。連接原點與交點得到矢量s。平面通常為一個矩形，矩形一頂點處，有兩條矩形邊矢量相互垂直，其分別用u、v來表示，從原點到此頂點的線段用矢量x表示。若式（2）和式（3）同時成立，則說明射線與平面相交，即表示射線能夠發(fā)生反射和透射現(xiàn)象。

　　1.3判定射線是否到達接收點

　　將接收機視為一個接收球，如果追蹤的射線與該球相交，則認為該射線被接收機接收。接收球半徑的確定非常重要，如圖2中的接收球RX1與接收球RX2，離發(fā)射點越遠，接收球半徑應(yīng)越大；往往接收球的半徑與收發(fā)天線間的距離及發(fā)出射線的空間角度間隔Δθ相關(guān)。

2仿真結(jié)果與分析

　　2.1仿真環(huán)境

　　如圖3所示，針對METIS項目文件中典型室內(nèi)辦公環(huán)境進行建模仿真。房間高3.0 m，四面墻壁、天花板以及地板的材質(zhì)為混凝土，其相對介電常數(shù)均為εr=6.14，電導(dǎo)率σ=0.3S/m。發(fā)射天線（TX）位于辦公室的墻壁上，天線高度為2.0 m，發(fā)射功率為20 dBm，發(fā)射信號分別選用60 GHz毫米波和2.4 GHz非毫米波；接收天線（RX）高度為1.0 m，接收天線分別沿圖3中線路A-B（視距環(huán)境）、線路C-D（非視距環(huán)境）移動，收發(fā)天線均為垂直極化全向天線。

　　2.2仿真分析

　　在無線網(wǎng)的規(guī)劃和優(yōu)化中，考慮最多的傳播問題就是路徑損耗。路徑損耗是指電磁波在傳播過程中由傳播環(huán)境引起的能量損耗，屬于大尺度衰落，具有冪定律特性。路徑損耗通常表示為：

　　Pr=k/dn

　　式中，Pr是距離發(fā)射機d處的接收功率，k是比例因子，n是路徑損耗指數(shù)。

　　圖4和圖5給出了60 GHz和2.4 GHz電波分別在視距和非視距傳播下的路徑損耗，在視距傳播下，60 GHz電波的路徑損耗分布在83.98 dB~132.74 dB之間，均值為103.65 dB；而2.4 GHz電波的路徑損耗分布在63.55 dB~96.33 dB之間，均值為82.64 dB；在非視距傳播下，60 GHz電波的路徑損耗分布在96.72 dB~132.59 dB之間，均值為111.29 dB；而2.4 GHz電波的路徑損耗分布在76.08 dB~107.49 dB之間，均值為89.60 dB?？梢姛o論在視距還是非視距下，60 GHz毫米波的路徑損耗都要比2.4 GHz非毫米波的路徑損耗大20 dB左右，此外，由于存在直射路徑，視距傳播的功率損耗往往要比非視距傳播下的損耗小。在圖4和圖5中，就總體趨勢而言，路徑損耗隨接收點離發(fā)射點距離的增加而增加，但路徑損耗在小范圍距離內(nèi)卻有增有減，這主要是由于多徑反射造成的，而在非視距下，這種增減的幅度變化較大，這說明非視距下多徑效應(yīng)更加明顯。

　　時延擴展是指無線電波以射線形式，通過不同傳播路徑到達接收機的時間不同，通常用以描述時間色散效應(yīng)。時延擴展往往采用均方根時延擴展τrms（Root Mean Square，簡稱RMS）描述，均方根時延擴展是多徑信號功率延遲分布的二階矩［6］，定義為：

　　其中，τk、ak分別為第k條射線的時延與增益，τm為平均時延，P(τk)為第k條射線攜帶的功率。信號時延擴展過大容易引起碼間干擾，從而限制了數(shù)字多徑信道的最大碼速。

　　圖6和圖7給出了60 GHz和2.4 GHz電波分別在視距和非視距傳播下的時延擴展。在視距傳播下，60 GHz電波的時延擴展分布在1.97 ns~7.20 ns之間，均值為4.71 ns，而2.4 GHz電波的時延擴展分布在2.14 ns~7.17 ns之間，均值為4.93 ns。視距下，60 GHz毫米波的時延擴展要比2.4 GHz非毫米波的時延擴展小0.2 ns左右。時延擴展越小，相關(guān)帶寬就越大，進而可以更好地抑制碼間干擾。而在非視距傳播下，60 GHz電波的時延擴展分布在3.01 ns~8.13 ns之間，均值為5.94 ns，而2.4 GHz電波的時延擴展分布在3.42 ns~8.47 ns之間，均值為5.96 ns。非視距傳播時，兩種頻段的時延擴展均值幾乎沒有明顯區(qū)別。另外還可看出，電波在非視距傳播下的延遲擴展比視距下的延遲擴展大，這往往是由非視距下多徑效應(yīng)嚴重造成的。

3結(jié)論

　　隨著物聯(lián)網(wǎng)時代的到來，對室內(nèi)高頻段電波傳播特性的研究已成為熱點。本文基于射線跟蹤法，通過仿真對比分析了典型室內(nèi)辦公環(huán)境中60 GHz毫米波與2.4 GHz非毫米波的傳播特性。非視距下電波的路徑損耗要比視距下的路徑損耗大，同時，無論在視距或非視距傳播中，60 GHz毫米波的路徑損耗都要比2.4 GHz非毫米波的路徑損耗大20 dB左右；而在視距下60 GHz毫米波有利于減小時延擴展，進而可以提高最大傳輸速率，但在非視距下60 GHz和2.4 GHz電波的時延擴展均值相差不大。這些分析結(jié)果可以為室內(nèi)毫米波的覆蓋提供理論依據(jù)。

參考文獻

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　?。?］ METIS. Deliverable D6.1 Simulation guidelines［EB/OL］.（20131031）. https://www.metis2020.com/wpcontent/uploads/deliverables/METIS_D6.1_v1.pdf.