0 引言

    近年來，信息產(chǎn)業(yè)的發(fā)展越來越迅速，而通信產(chǎn)業(yè)的發(fā)展，則又是信息產(chǎn)業(yè)中發(fā)展較為迅速的產(chǎn)業(yè)。目前通信產(chǎn)業(yè)已經(jīng)走上規(guī)?；苫陌l(fā)展道路，并已成為信息產(chǎn)業(yè)發(fā)展中最耀眼的亮點(diǎn)。但隨著通信產(chǎn)業(yè)的快速發(fā)展，通信頻段已經(jīng)成為一種稀有且昂貴的商品，當(dāng)面臨頻譜效率和功率效率這兩個(gè)重要指標(biāo)之間進(jìn)行選擇時(shí)，工業(yè)上更趨向于選擇頻譜效率。為了在有限的頻率范圍內(nèi)容納更多的通信信道，就需要采用更高效率的編碼調(diào)制方式，例如TD-LTE系統(tǒng)采用的BPSK(Binary Phase Shift Keying)、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)數(shù)據(jù)調(diào)制方式^[1-3]。這些調(diào)制方式采取的是幅度/相位組合調(diào)制技術(shù)，這意味著傳輸信號具有較高的功率峰均比(PAR)。而現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)又是多載波、多信道的系統(tǒng)，這就需要通信系統(tǒng)具有良好的線性度，否則就會(huì)產(chǎn)生失真。而這種失真通常表現(xiàn)為三階互調(diào)失真(IMD3)，會(huì)在系統(tǒng)中引起頻譜增生(Spectral Regrowth)，將導(dǎo)致帶內(nèi)信號干擾已調(diào)信號，使矢量幅度誤差(Error-Vector Magnitude，EVM)增大，同時(shí)導(dǎo)致頻譜擴(kuò)展，干擾鄰近信道信號，增加誤碼率等^[4]。功率放大器是通信系統(tǒng)中非線性最強(qiáng)的器件之一，其非線性失真對通信系統(tǒng)將產(chǎn)生諸多不良影響。因此測試功率放大器的三階互調(diào)失真對于評價(jià)通信系統(tǒng)的非線性非常重要，同時(shí)三階互調(diào)失真也是評價(jià)一個(gè)通信系統(tǒng)非線性的一個(gè)重要指標(biāo)。

1 功率放大器非線性理論分析

    一個(gè)系統(tǒng)的非線性主要來自于器件的非線性，而通信系統(tǒng)的非線性主要來自于功率放大器的非線性。器件或系統(tǒng)的非線性將產(chǎn)生雜散分量，所有的雜散分量都是信號的干擾源并最終導(dǎo)致信號失真。雜散分量分為兩種：諧波和復(fù)雜雜散分量^[5]。

1.1 輸入單頻信號時(shí)的諧波

    如果一個(gè)系統(tǒng)的輸出與過去的輸入信號無關(guān)，那么這個(gè)系統(tǒng)就是無記憶系統(tǒng)，即輸出電壓是輸入電壓瞬時(shí)值的函數(shù)，與之前狀態(tài)無關(guān)，即v_out(t)=f[v_in(t)]。其中v_in(t)為輸入電壓的瞬時(shí)值，v_out(t)為輸出電壓的瞬時(shí)值^[6，7]。假設(shè)該函數(shù)的各階導(dǎo)數(shù)均存在，則改寫成泰勒級數(shù)形式：

其中a_i為泰勒級數(shù)冪次項(xiàng)系數(shù)。

    如果輸入單頻正弦信號作用于一個(gè)非線性系統(tǒng)，輸出信號將包含輸入信號頻率的整數(shù)倍頻。即如果v_in(t)=Acoswt，帶入式(1)得到：

式(2)中包含輸入頻率的項(xiàng)叫做“基波”(Fundamental)”，高階項(xiàng)叫做“諧波”(Harmonics)，由此可以看出輸出信號是一個(gè)無窮諧波分量的復(fù)雜整體。輸入為單頻正弦信號時(shí)功放的頻譜如圖1所示。

    在窄帶通信系統(tǒng)中，諧波不是一個(gè)非常嚴(yán)重的問題，可被濾波器濾去。但在寬帶通信系統(tǒng)中，諧波可能會(huì)對通信系統(tǒng)產(chǎn)生嚴(yán)重的干擾。

1.2 輸入為雙頻信號時(shí)的雜散分量

    當(dāng)輸入信號是一個(gè)幅度相等頻率相近的雙音頻率信號時(shí)，即：v_in(t)=A(cosw₁t+cosw₂t)，帶入式(1)可得： 

    由式(3)可看出，放大器的輸出信號不僅只有基波和諧波分量，另外還包含|m|+|n|階互調(diào)分量的頻率成分mω₁±nω₂，(m，n=0，±1，±2，…)。這些互調(diào)項(xiàng)即為互調(diào)失真(Intermodulation Distortion，IMD)。

    其中大部分諧波和互調(diào)分量可被濾波器濾除，但因?yàn)檩斎胄盘栴l率ω₁和ω₂非常接近，三階互調(diào)(IMD₃)分量中的2ω₂-ω₁和2ω₁-ω₂離基波分量很近并可能錯(cuò)誤地被認(rèn)為是有用信號，很難用濾波器濾除，它將導(dǎo)致帶內(nèi)信號干擾已調(diào)信號，使已調(diào)矢量信號的幅度和相位出現(xiàn)偏差，同時(shí)導(dǎo)致頻譜擴(kuò)展，干擾鄰近信道信號，增加誤碼率等。所以IMD3常常被認(rèn)為是評價(jià)功率放大器非線性好壞的最重要指標(biāo)。

    表征IMD₃大小有兩種方法：一是用相對功率電平表示，它是用互調(diào)產(chǎn)物的絕對功率電平與輸入載波功率電平的相對差值來表示，單位為dBc，即：IMD₃=P(2ω₂-ω₁)-P(ω₂)；二是用絕對功率電平表示，即以dBm為單位的互調(diào)產(chǎn)物電平值來表示，即：IMD₃=P(2ω₂-ω₁)。

    輸入為雙音信號時(shí)功放的頻譜如圖2所示。

2 功率放大器電路設(shè)計(jì)

2.1 功率放大器的技術(shù)指標(biāo)

    本文設(shè)計(jì)是一款應(yīng)用于TD-LTE基站的功率放大器，工作頻率為2 570 MHz～2 620 MHz，功放峰值功率>7 W，PAE>50%，P_out回退到1 W時(shí)IMD₃<-40 dBc。

2.2 功率放大器電路設(shè)計(jì)

    針對上述設(shè)計(jì)指標(biāo)，本文采用Freescale公司的LDMOS場效應(yīng)晶體管AFT27S006N進(jìn)行電路設(shè)計(jì)，該晶體管的工作頻段從728 MHz～3 600 MHz，最大輸出功率為10 W，PAE為57.5%。

    采用Agilent公司的電子設(shè)計(jì)自動(dòng)化軟件ADS(Advanced Design System)作為仿真設(shè)計(jì)平臺(tái)，根據(jù)上述設(shè)計(jì)指標(biāo)，選取合適的靜態(tài)工作點(diǎn)，得到合適的偏置電壓，利用Load-Pull的大信號方法分析選擇出合適的z_source和z_load，利用z_source和z_load進(jìn)行電路匹配設(shè)計(jì)。AFT27S006N設(shè)計(jì)電路和仿真結(jié)果如圖3所示。

    從仿真結(jié)果可以看出飽和功率約為39 dBm(7.9 W)，最大PAE為 60%，非線性仿真時(shí)雙音輸入頻率中心頻率為2 600 MHz，間隔為1.6 MHz，回退到1 W(30 dBm)時(shí)IMD3約為-43 dBc，整個(gè)仿真電路滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

2.3 功放電路實(shí)測

    根據(jù)AFT27S006N的設(shè)計(jì)電路進(jìn)行PCB制版，在布局和布線過程中主要考慮防止和抑制電磁干擾，提高電磁兼容性。根據(jù)板材和工作頻率精確計(jì)算所需微帶線的長度和寬度，射頻走線遵循50傳輸線設(shè)計(jì)原則同時(shí)在射頻線兩側(cè)盡量多地打上地孔以利用多層銅箔通孔并聯(lián)獲得較低的阻抗和較短的高頻電流傳輸路徑^[8]。實(shí)測電路如圖4所示。實(shí)測與仿真對比如圖5所示。

    不同頻率下IMP₃實(shí)測對比如圖6所示。實(shí)際測試時(shí)輸入頻率為2 600 MHz，間隔為1.6 MHz，從對比圖可以看出峰值功率為38.7 dBm(7.41 W)，PAE為52.8%，IMD3實(shí)測與仿真趨勢基本一致，中心頻率分別為2 570 MHz、2 600 MHz和2 620 MHz時(shí)，輸出功率1 W時(shí)IMD3均小于-40 dBc，符合設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

3 結(jié)論

    本文闡述了非線性三階互調(diào)失真產(chǎn)生的理論原因及對功率放大器的重要影響，然后基于Freescale公司AFT27S006N晶體管設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于TD-LTE基站的功率放大器，對射頻電路設(shè)計(jì)師的實(shí)踐工作具有一定的指導(dǎo)意義。實(shí)測結(jié)果表明，該功率放大器峰值功率達(dá)到38.7 dBm，PAE大于50%， 在2 570 MHz～2 620 MHz的工作范圍內(nèi)各項(xiàng)性能良好，輸出功率30 dBm時(shí)IMD3均小于-40 dBc。

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