摘  要： 傳統(tǒng)的單管正激變換器由于磁芯復(fù)位導(dǎo)致占空比漂移限制，MOSFET承受輸入2倍或更多的電源電壓，使其應(yīng)用受到限制，而雙管正激變換器具有開關(guān)管電壓低、無橋臂直通危險、可靠性高及無需外加磁芯復(fù)位電路等優(yōu)點，因而廣泛應(yīng)用在中大功率電路中。從雙管正激變換器的原理入手，在Saber軟件平臺搭建一個中等功率（200 W~500 W）雙管正激變換器模型，并對搭建的變換器模型進行在線實時仿真與修改，最終得到了較為滿意的效果。仿真結(jié)果不僅驗證了前面所述雙管正激變換器的優(yōu)點，而且表明該模型對縮短開發(fā)周期、降低設(shè)計成本有顯著的效果。

　　關(guān)鍵詞： 雙管正激；磁芯復(fù)位；Saber

0 引言

　　單管正激變換器拓撲具有結(jié)構(gòu)簡單、工作可靠、成本低廉等特點[1]，但必須在開關(guān)管關(guān)斷期間使高頻變壓器進行去磁復(fù)位，因此必須增加去磁繞組或外加RCD復(fù)位，而外加RCD會造成較大的能量損失，使其變換器的效率下降。

　　本文在單管正激基礎(chǔ)上額外增加一個低功率的MOSFET和兩個高壓低功率二極管完成變壓器的磁通復(fù)位，并將儲存在電感中的能量返回到輸入端，沒有功率損耗，從而提高了電源的效率。

1 變換器電路模型

　　圖1為雙管正激變換器電路基本模型，圖中Q1、Q2為高壓低功率MOSFET；D1、D2為Q1、Q2內(nèi)部寄生的反并聯(lián)二極管；D3和D4為輸出整流和續(xù)流二極管，起能量的儲存及傳遞作用；T1為隔離和降壓用高頻變壓器；LP為原邊繞組電感；Ls為副邊繞組電感。高壓MOSFET-Q1和Q2關(guān)斷時通過D1、D2釋放能量，同時Np的漏感將通過D1、D2返回給輸入，因此變壓器初級無需再有復(fù)位繞組。

2 關(guān)鍵參數(shù)計算

　　2.1 電路設(shè)計規(guī)格

　　電路設(shè)計規(guī)格如表1所示。

　　2.2 高頻變壓器參數(shù)選型

　　（1）確定變壓器銘牌型號

　　首先選出與輸出功率大小及工作模式相匹配的高頻變壓器磁芯型號，同時結(jié)合成本考慮，在此選擇PQ32/30，Ap=2.408 6 cm4（根據(jù)經(jīng)驗公式求得的Ap值查磁芯規(guī)格表[2]）。

　?。?）求匝比

　　由相關(guān)公式求得變壓器初次級匝比n=0.236 8。

　?。?）求CCM磁化激磁電感Lmag

　　由經(jīng)驗及相關(guān)公式計算原邊所需最小電感量為Lmag=5.495 mH。

　?。?）計算初次級匝數(shù)

　　經(jīng)計算，原邊繞組匝數(shù)可取50匝，次級繞組取12匝。

　　2.3 高壓MOSFET選型

　　功率管Q1、Q2可選擇800 V功率MOSFET，電流可按變壓器最大初級峰值計算為4 A，適當(dāng)留一些裕量及功率擴展，因此選擇800 V/7 A的FQA7N80C功率管。

3 變換器Saber模型仿真

　　3.1 Saber簡介

　　Saber是美國Synopsys公司的一款EDA軟件，它為復(fù)雜的混合信號設(shè)計和驗證提供了一個功能強大的混合仿真器，可以解決從系統(tǒng)開發(fā)到詳細設(shè)計、驗證等一系列問題[3]。Saber中含有豐富的模型庫，尤其是含有豐富的變壓器模型，可兼容擴展Spice模型，因此非常適合于開關(guān)電源及含PFC類的仿真，本文充分利用Saber軟件這一功能在其軟件中搭建相關(guān)模型，并取得了較好的控制效果。

　　3.2 變換器仿真

　　開關(guān)電源控制芯片采用Saber中較為通用的uc系列電流脈寬控制型芯片，使電源系統(tǒng)由二階降為一階，使系統(tǒng)不存在有條件的環(huán)路穩(wěn)定問題。同時由于雙管正激拓撲工作在占空比D＜0.5，故不需要像在單管正激中加入磁芯復(fù)位繞組。系統(tǒng)仿真模型如圖2所示。

　　3.2.1 最低輸入電壓最大負載情況

　　設(shè)置V1=Vin=Vinmin=265 V，負載R5=242/200=2.88 Ω，圖3為仿真波形。圖中，從上到下依次為Q1、Q2的驅(qū)動PWM波信號、變壓器原邊激磁電感兩端電壓信號、上橋臂Q1-Vds信號、內(nèi)部寄生二極管D1及變壓器初次級端電流信號。

　　從圖3可以看出，兩路驅(qū)動信號滿足雙管正激驅(qū)動指令信號要求，驅(qū)動最高幅值為14.716 V，開關(guān)頻率f=102.26 kHz，最大占空比與設(shè)計的大體一致，說明設(shè)計正確。

　　圖4給出了輸出電壓及輸出電感電流波形。

　　從圖4（a）可以看出，輸出電壓及電感電流波形動態(tài)及靜態(tài)性能良好（10 ms即達到穩(wěn)態(tài)）；從圖4（b）看出，主路24 V輸出23.898 V，電壓紋波均在10 mV以內(nèi)，滿足設(shè)計精度150 mV要求，電流紋波為53.6 mA，在100 mA以內(nèi)，均滿足設(shè)計精度要求。

　　3.2.2 額定電壓滿負荷情況

　　設(shè)置Vin=Vinnom=311 V，主路24 V負載2.88 Ω，圖5為仿真輸出波形。圖中，從上到下為Q1、Q2的驅(qū)動PWM波信號、變壓器原邊激磁電感兩端電壓信號、上橋臂Q1-Vds信號、內(nèi)部寄生二極管D1及變壓器初次級端電流信號。

　　從圖5可以看出，兩路驅(qū)動信號滿足正激驅(qū)動信號要求，驅(qū)動最高幅值為13.961 V，開關(guān)頻率f=103.24 kHz，最大占空比為0.408 23，功率管承受最大峰值為電源電壓311.85 V。

　　圖6給出了輸出電壓及輸出電感電流波形。

　　從圖6可以看出，主路24 V輸出24.005 V，電流輸出8.020 8 A，電壓紋波均在10 mV以內(nèi)，電流紋波為58.49 mA，均滿足設(shè)計精度要求，到達穩(wěn)態(tài)時間比低壓滿載快，為11 ms左右。

　　3.2.3 最高工作電壓輕載情況

　　設(shè)置輸入最高工作電壓360 V，主路負載100 Ω，即負載為滿載的6/200=1/30時（略?。?，測試變換器的輕負載特性，圖7為仿真輸出波形。圖中從上到下依次為Q1、Q2的驅(qū)動PWM波信號、變壓器原邊激磁電感兩端電壓信號、上橋臂Q1-Vds信號、內(nèi)部寄生二極管D1及變壓器初次級端電流信號。

　　從圖7可以看出，2路驅(qū)動信號滿足雙管正激驅(qū)動指令信號要求，驅(qū)動最高幅值為14.017 V，開關(guān)頻率f=101.66 kHz，最小占空比為0.313 63。功率管承受最大峰值為360.79 V，接近電源電壓。

　　圖8給出輸出帶不同負載情況下其驅(qū)動PWM波形、輸出電壓及電流波形。

　　對比圖8（a）、（b）可以看出，系統(tǒng)在高壓輕載時系統(tǒng)工作在DCM模式，輸出電壓會過沖，而輸出電感電流亦會有一段754 μs死區(qū)（即PWM波丟失階段，死區(qū)時間隨著負載的減輕而增加）。表2是由仿真負載數(shù)據(jù)從6 W~30 W時相對應(yīng)的輸出電壓及占空比的值。

　　因此，雙管正激不太適合工作在輕載及空載場合，正常情況下應(yīng)帶一定假負載，如本文設(shè)計的需帶一定假負載20 W（即需要設(shè)計者調(diào)試出在最高輸入電壓下最輕負載下滿足的最低占空比）。

4 結(jié)論

　　總體來說，雙管正激比單管正激拓撲簡單，磁復(fù)位電壓等于輸入電壓，最大占空比因此被限制在低于50%以下，不存在單管正激磁芯復(fù)位問題，可靠性高，不僅擴大了開關(guān)管及其負載功率的選擇范圍，更有利于散熱系統(tǒng)的設(shè)計，可以較少考慮精確激磁電感和漏感的影響，對中等功率等級有很大的適應(yīng)性，因此該變換器非常適用于高壓輸入及對精度要求較高的電源系統(tǒng)中，但適合工作在一定負載情況，不太適合工作在空載或很輕負載的場合。

　　參考文獻

　　[1] 王國禮，金新民．采用LCD箝位電路的正激DC-DC變換器[J]．電工技術(shù)雜志，2000（12）：24-26.

　　[2] 張友軍，張玉珍.雙管正激DC/DC變換器的損耗計算與優(yōu)化設(shè)計[J].江蘇電器，2005（6）：12-14.

　　[3] 朱娟娟.基于Saber的單相Boost電路仿真與設(shè)計[J].科技廣場，2007（11）：213-215.