本例中的電路采用Analog Devices公司的AD630平衡調(diào)制解調(diào)" title="平衡調(diào)制解調(diào)">平衡調(diào)制解調(diào)IC實(shí)現(xiàn)了一種簡單的低成本鎖入放大器（參考文獻(xiàn)1）。該器件使用激光微調(diào)薄膜電阻，這帶來了很高的準(zhǔn)確性和穩(wěn)定性，并因此產(chǎn)生了一種靈活的換向體系結(jié)構(gòu)。它可用于同步檢測等先進(jìn)的信號處理應(yīng)用。如果知道信號的頻率與相位，那么即使存在振幅大得多的噪聲源，該放大器也能檢測出微弱的AC信號。

　　作為模擬放大器，AD630顯示了輸入電壓信號在某個狹窄頻帶內(nèi)的分量，該頻帶圍繞基準(zhǔn)信號的頻率。 AD630輸出端的低通濾波器使你能獲得關(guān)于微弱信號振幅的信息，它原本被無關(guān)的噪聲掩蓋了。當(dāng)輸入電壓與基準(zhǔn)電壓同相時，低通濾波器的輸出VOUT具有最大振幅。相反，如果輸入電壓與基準(zhǔn)電壓正交，則輸出電壓在理想情況下將為0V。這樣，如果可獲得同相基準(zhǔn)信號和正交基準(zhǔn)信號，則兩個平衡解調(diào)器顯示同相輸出電壓為0?，正交輸出電壓為90?。你可以計算模移和相移，方法如下：

　　兩個AD630的增益為±2，并通過兩個相同的放大器 A1和A2接收放大的信號VIN。在IC1的7號引腳，出現(xiàn)一個與基準(zhǔn)信號同相的雙極±5V平方信號。OA1把放大器電壓積分，這產(chǎn)生了一個三角波，IC2的比較器把它與VR2電壓做比較。你必須調(diào)整VR1和VR2來為IC2獲得完美的90?相移命令。你可以監(jiān)視IC2的7號引腳的電壓。測量準(zhǔn)確性和可重復(fù)性依賴于積分器的RC時間常量以及VR1和VR2的值。

　　你可以使用不同方法來產(chǎn)生同相和正交基準(zhǔn)信號。圖2描繪了一條全數(shù)字電路，你可在小型CPLD中實(shí)施該電路，來產(chǎn)生圖1中的0和90?基準(zhǔn)信號。1號計數(shù)器以數(shù)字時鐘脈沖的數(shù)量N的形式來測量基準(zhǔn)信號時間，其中的基準(zhǔn)時間可能不同于50%。在基準(zhǔn)信號的每個正前沿，該計數(shù)器在N1=1處收到一條預(yù)設(shè)命令。D型雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器IC1產(chǎn)生這類脈沖。在基準(zhǔn)信號的每個正沿，IC2都獲得N/4值。同時，2號計數(shù)器計算時鐘周期數(shù)量，并且當(dāng)它的值達(dá)到比較器測量的N/4數(shù)量時，它在N2=1處收到重啟命令。

　　圖1，OA1把雙極VA信號積分，并創(chuàng)建三角波。VR1和VR2獲得關(guān)于VA的90。相移基準(zhǔn)電壓。

　　圖2，你可在小型CPLD中實(shí)現(xiàn)這條全數(shù)字電路。

　　當(dāng)基準(zhǔn)時間超過N/4整數(shù)值的大約四倍時，就會缺少最后的EQ信號。為了克服這個問題，RST脈沖和EQ脈沖的“或”組合會在每個基準(zhǔn)時間周期內(nèi)產(chǎn)生四條幾乎等距的命令。N/4整數(shù)除法是邏輯右移N1的兩位，在最后的脈沖位置上產(chǎn)生最大誤差3。這些脈沖分別產(chǎn)生同相信號和正交信號0和90?，來源于信號正沿或負(fù)沿的簡單換向。T型雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器IC3產(chǎn)生一個信號，頻率為基準(zhǔn)信號的兩倍。這樣，準(zhǔn)確度等于3/N1。

　　為使準(zhǔn)確度至少能與AD630相比，1號計數(shù)器的N1輸出將為最高值。但是，如果你希望N1達(dá)到較高值，那么對于給定的數(shù)字時鐘頻率，位數(shù)的增加會使最大基準(zhǔn)頻率下降。例如，如果N是15位，則N1輸出的最大值為32,767，準(zhǔn)確度約為0.01%。如果基準(zhǔn)時間周期縮短，則N1的最小值為3,277，即最大值的十分之一，準(zhǔn)確度相應(yīng)降低為0.1%，這可與AD630的增益準(zhǔn)確度相比。為了增加基準(zhǔn)頻率，可分割數(shù)字時鐘的頻率，以便在基準(zhǔn)時間變得太長時選擇較小值。

　　參考文獻(xiàn)：

　　1. “AD630 Balanced Modulator/Demodulator,” Revision E, Analog Devices, 2004.