摘  要： 分析了無刷直流電機(jī)數(shù)學(xué)模型，對(duì)無刷直流電機(jī)無傳感器控制的三段式起動(dòng)與反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)換相技術(shù)做出研究。利用電機(jī)三相端電壓與反電動(dòng)勢(shì)間關(guān)系來確定電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)與換相點(diǎn)，提出了基于三相反電動(dòng)勢(shì)的改進(jìn)型反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)換相方法。設(shè)計(jì)了基于DSP_F2812的無刷直流電機(jī)控制平臺(tái)。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證表明，基于三段式起動(dòng)與改進(jìn)型反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)換相方法的BLDCM無位置傳感器控制達(dá)到了帶霍爾傳感器換相控制的精度與效果。
關(guān)鍵詞： 永磁無刷直流電機(jī)；無位置傳感器控制；三段式起動(dòng)；反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)法

    無刷直流電機(jī)BLDCM（Brushless DC Motor）繼承了永磁電機(jī)的小體積、高效率、低干擾等優(yōu)點(diǎn)，且兼容了直流電機(jī)易調(diào)速的優(yōu)勢(shì)，同時(shí)由于電機(jī)本體不包含電刷及換向器，有效解決了直流電機(jī)換相過程中所存在的換相火花等問題，使得其被廣泛應(yīng)用于軍用、工業(yè)與民用等各個(gè)方面。傳統(tǒng)無刷直流電機(jī)都安裝有諸如霍爾傳感器等在內(nèi)的位置傳感器，通過位置傳感器得到電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信號(hào)指導(dǎo)電機(jī)換相，其最大劣勢(shì)在于位置傳感器的安裝使得電機(jī)的體積、結(jié)構(gòu)與制造成本受到限制。因此，對(duì)BLDCM無位置傳感器控制技術(shù)的研究具有一定的意義[1]。
    本文通過反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)法來代替位置傳感器獲得BLDCM的換相信號(hào)，并選擇“三段式起動(dòng)”作為起動(dòng)算法。搭建了基于DSP_F2812的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證了以上算法的可行性，實(shí)現(xiàn)BLDCM的無傳感器控制。
1 BLDCM數(shù)學(xué)模型
    無刷直流電機(jī)數(shù)學(xué)模型主要包括電壓方程、電磁轉(zhuǎn)矩方程與機(jī)械運(yùn)動(dòng)方程[2]。
 

來估算電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)一周所需時(shí)間并設(shè)計(jì)升頻升壓過程中各脈沖組合持續(xù)時(shí)間。
    電機(jī)運(yùn)行至一定轉(zhuǎn)速后，當(dāng)已有明顯反電動(dòng)勢(shì)輸出時(shí)，需對(duì)電機(jī)進(jìn)行由外同步控制至內(nèi)同步控制的切入操作。切入過程中，可能由于內(nèi)外同步信號(hào)之間存在相位差使得功率管通斷時(shí)刻出現(xiàn)誤差，導(dǎo)致切入過程失敗。本文在外同步加速過程中監(jiān)測(cè)三相反電動(dòng)勢(shì)波形，并在測(cè)得電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)時(shí)通過等待一個(gè)延時(shí)后對(duì)電機(jī)進(jìn)行切入控制。
2.2 反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)換相
    BLDCM反電動(dòng)勢(shì)波形為梯型波，其反電動(dòng)勢(shì)與電機(jī)轉(zhuǎn)子位置間存在對(duì)應(yīng)關(guān)系，通過檢測(cè)電機(jī)非導(dǎo)通相反電動(dòng)勢(shì)波形可得當(dāng)前轉(zhuǎn)子位置并估算換相時(shí)刻。
    電機(jī)的反電動(dòng)勢(shì)難以直接測(cè)得，如需獲得電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)則需通過其他方法間接測(cè)量得到[5]。本文采用“端電壓法”來檢測(cè)獲得三相反電動(dòng)勢(shì)。端電壓為繞組端部至電源負(fù)極電壓，實(shí)際為相電壓加中性點(diǎn)對(duì)電源負(fù)極電壓。傳統(tǒng)“端電壓法”需根據(jù)當(dāng)前導(dǎo)通相測(cè)量定子繞組特定某相端電壓與母線電壓或利用大衰減比例RC分壓濾波電路來獲得模擬中性點(diǎn)電壓值[6]。本文對(duì)傳統(tǒng)“端電壓法”做出改進(jìn)，由同時(shí)測(cè)量電機(jī)三相端電壓的方式來間接獲得反電動(dòng)勢(shì)。根據(jù)電機(jī)電壓方程(1)對(duì)傳統(tǒng)“端電壓法”做出如下改進(jìn)：對(duì)于三相無刷直流電機(jī)兩相導(dǎo)通120°方式，每時(shí)刻只有兩相繞組通電，導(dǎo)通兩相電流幅值相等，方向相反，同時(shí)非導(dǎo)通相電流為零，因此對(duì)電壓式(1)3個(gè)方程相加得到：

3 BLDCM無傳感器控制的實(shí)現(xiàn)
    為實(shí)現(xiàn)BLDCM的無傳感器控制，本文搭建了相關(guān)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)分為電源供電、主控電路、驅(qū)動(dòng)電路與功率逆變等部分，其結(jié)構(gòu)如圖3所示。

3.1 主控電路設(shè)計(jì)
    主控電路基于DSP_F2812設(shè)計(jì)，其結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。主控電路主要負(fù)責(zé)對(duì)電機(jī)“三段式起動(dòng)”、反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)法、保護(hù)邏輯與PWM信號(hào)輸出等功能的實(shí)現(xiàn)。
    在電機(jī)起動(dòng)完成后，電機(jī)三相端電壓經(jīng)A/D采樣調(diào)理電路分壓后輸入DSP，DSP由電機(jī)三相端電壓值確定電機(jī)的反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)并輸出PWM信號(hào)指導(dǎo)電機(jī)換相。同時(shí)通過DSP內(nèi)部的CAN模塊實(shí)現(xiàn)DSP與上位機(jī)間通信。
3.2 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)
    本文功率逆變模塊采用IR公司的FR540 MOSFET，因主控電路輸出的PWM不足以直接驅(qū)動(dòng)MOSFET導(dǎo)通與關(guān)斷，故需增加一級(jí)驅(qū)動(dòng)電路。驅(qū)動(dòng)電路以IR2103驅(qū)動(dòng)芯片為核心，其原理圖如圖5所示。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
    實(shí)驗(yàn)電機(jī)參數(shù)如下：額定電壓U=48 V；額定功率P=100 W；額定轉(zhuǎn)速nN=3 000 r/min；額定電流I=0.6 A；額定轉(zhuǎn)矩TN=0.32 N·m。
    圖6與圖7分別為100%占空比與50%占空比下電機(jī)三相端電壓波形。從圖中可知，由改進(jìn)型反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)換相法所得電機(jī)三相端電壓波形為互差120°的梯形波，符合無刷直流電機(jī)磁場(chǎng)梯型分布特性。

    為驗(yàn)證無傳感器控制方式下電機(jī)換相精度，對(duì)工作于反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)法換相控制方式下的電機(jī)三相霍爾傳感器供電，使其工作，從而輸出三相霍爾位置信號(hào)。圖8為反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)法換相控制時(shí)100%占空比下電機(jī)A相端電壓波形與三相霍爾傳感器輸出霍爾位置信號(hào)對(duì)比。由圖可知，無傳感器控制換相所得位置信號(hào)與霍爾位置信號(hào)基本等效。實(shí)驗(yàn)波形說明改進(jìn)的反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)法換相基本滿足換相精度要求。
    本文應(yīng)用“三段式”起動(dòng)方式與基于三相反電動(dòng)勢(shì)的改進(jìn)型反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)換相法對(duì)無刷直流電機(jī)無傳感器控制做出研究。分析闡述了反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)法檢測(cè)原理與數(shù)學(xué)模型；設(shè)計(jì)了基于改進(jìn)型反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)換相法的BLDCM無傳感器控制算法；建立基于DSP F2812的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，應(yīng)用三段式起動(dòng)方式與改進(jìn)型反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)換相法的BLDCM無傳感器控制算法能夠達(dá)到帶霍爾傳感器控制的控制精度與效果。
參考文獻(xiàn)
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