利用可尋址遠(yuǎn)程傳感器數(shù)據(jù)通路(HART) 協(xié)議，過(guò)程測(cè)量與控制器件可通過(guò)傳統(tǒng)4-20mA電流環(huán)路實(shí)現(xiàn)通信。這種協(xié)議使用1200 Hz和2200 Hz頻率的移頻鍵控(FSK)。此處，一個(gè)1200Hz 周期代表一個(gè)邏輯1，而兩個(gè)2200Hz 周期代表邏輯0。由于FSK 波形的平均值始終為0，因此模擬4-20mA 信號(hào)不受影響。
理想情況下，F(xiàn)SK 信號(hào)由疊加在DC 測(cè)量信號(hào)上的兩個(gè)頻率正弦波組成。但是，相連續(xù)FSK 正弦波的生成是一種十分復(fù)雜的過(guò)程。因此，為了簡(jiǎn)化HART 信號(hào)波形的生成過(guò)程，HART 規(guī)范的物理層對(duì)參數(shù)極限值進(jìn)行了定義，標(biāo)準(zhǔn)化波形的振幅、形態(tài)和轉(zhuǎn)換速率均不得超出這些參數(shù)極限值。在這種情況下，一種梯形波形非常適合于這種應(yīng)用，圖1 顯示了其各個(gè)極限值。
圖1 梯形HART電流波形的最小與最大值
圖2 所示HART 發(fā)送器提供了一種簡(jiǎn)單且低成本的解決方案，其產(chǎn)生一個(gè)梯形HART 波形，并將它疊加在一個(gè)可變DC 電平上，最終把產(chǎn)生的輸出電壓轉(zhuǎn)換為電流環(huán)路。
圖2 低成本HART 發(fā)送器
HART FSK 信號(hào)（常常由本地微控制器單元[MCU] 生成），被應(yīng)用于首個(gè)NAND 柵極(G1) 的輸入端。MCU 的通用I/O 端口的第二個(gè)輸出，起到一個(gè)有效高態(tài)“激活”（ENABLE）信號(hào)的作用。G1 控制兩個(gè)遠(yuǎn)端NAND 柵極（G2和G3），其輸出通過(guò)高阻抗分壓器R1 和R2 連接到一起。
由R4 和R5 組成的第二個(gè)分壓器，將5V 電源分為一個(gè)VREF = VCC/2 的基準(zhǔn)電壓，即2.5V。只要“激活”為低電平，G2 的輸出便為低態(tài)，而G3 輸出為高態(tài)。由于高阻抗負(fù)載，NAND 輸出擁有軌到軌功能；R1=R2 時(shí)，A1 非反向輸入VIN 的輸入電壓也為2.5V。
當(dāng)“激活”為高態(tài)時(shí)，G2 和G3 輸出相互換相，從而在VIN 下形成一個(gè)小方波，其圍繞VREF 對(duì)稱擺動(dòng)。VIN 的峰值到峰值振幅為：
VS 為正5V 電源，而R1|| R2 為R1 和R2 的并聯(lián)組合。
把圖2 的電阻值插入方程式得到VIN（PP）=200Mv 的輸入電壓擺動(dòng)，其讓VIN擺動(dòng)位于2.4V和2.6V之間。當(dāng)VIN 升至2.6V 時(shí)，A1 的輸出立即達(dá)到正飽和狀態(tài)，并通過(guò)R6 和R7 對(duì)C3 充電。C3 (VHART) 的實(shí)際HART 電壓線性上升，直到達(dá)到2.6V 為止。這時(shí)，放大器A1 迅速退出飽和狀態(tài)，并起到一個(gè)電壓跟隨器的作用，從而將VHART 保持在2.6V。當(dāng)VIN 下降至2.4V 時(shí)，A1輸出進(jìn)入負(fù)飽和狀態(tài)，并通過(guò)R6 和R7 對(duì)C3 放電。之后，VHART 線性下降，直到其達(dá)到2.4V 為止。這時(shí)，A1 退出飽和狀態(tài)，并再次起到一個(gè)電壓跟隨器的作用，將VHART 保持在2.4V。
由此產(chǎn)生的梯形波形在振幅方面與VIN 相等，并且圍繞VREF 做對(duì)稱擺動(dòng)。它的轉(zhuǎn)換速率計(jì)算方法如下：
其中，VSAT 為A1 的正或負(fù)輸出飽和電壓。
由于VHART 的AC 電流比VSAT 小，因此VHART 可以由其靜態(tài)電平VREF 得到近似值。另外，A1 軌到軌輸出能力結(jié)合R6 負(fù)載高阻抗，可得到5V 和0V 的輸出飽和電平。假設(shè)R7 遠(yuǎn)小于R6，則前面表達(dá)式可簡(jiǎn)化為：
如果我們把圖2 的R6 和C3 組件值插入方程式，則梯形波形的轉(zhuǎn)換速率結(jié)果為±1.25 V/ms。
把VHART (200Mv) 的峰值到峰值振幅調(diào)節(jié)為1mA HART 峰值到峰值電流信號(hào)，讓1.25V/ms 電壓轉(zhuǎn)換速率相當(dāng)于HART 電流信號(hào)中6.25 mA/ms 的電流轉(zhuǎn)換速率，從而完全位于圖1 所示極限值范圍以內(nèi)。
要求使用R7 來(lái)將A1 輸出隔離于大電容負(fù)載C3，目的是維持閉環(huán)穩(wěn)定性。具體要求值取決于A1 的單位增益帶寬fT 以及R6 和C3 的值。R7 的有效近似值計(jì)算方法如下：
A1 必須具有相當(dāng)寬的頻率響應(yīng)，并且其轉(zhuǎn)換速率要明顯快于HART梯形波形。OPA2374 是TI 一種低成本的雙運(yùn)算放大器，其擁有5 V/µs 的高轉(zhuǎn)換速率和fT = 6.5 MHz 的單位增益帶寬。另外，放大器輸出具有軌到軌驅(qū)動(dòng)能力，其典型靜態(tài)電流為每個(gè)放大器585 µA。
第二個(gè)放大器A2 把HART 信號(hào)疊加于可變DC 電壓VDC 上。A2 輸出電壓VOUT 變?yōu)椋?/p>
使R8 到R11 值相等，可將上面方程式簡(jiǎn)化為：
由于VHART 由一個(gè)200Mv 梯形波形（圍繞 VREF 對(duì)稱擺動(dòng)）組成，因此A2輸出僅包含疊加在可變DC 電平上的小HART波形。將VOUT送入TI的XTR115電壓到電流轉(zhuǎn)換器，可使每個(gè)200mV VDC 相當(dāng)于1Ma 電流。因此，把 VDC從0.8V 變?yōu)?.0V，相當(dāng)于一個(gè)4-20Ma 電流范圍。
電阻器R8 到R11 值應(yīng)足夠大，以最小化對(duì)C3 充電電流的負(fù)載影響，但是又不能太大，以免A2 輸入偏差電流引起誤差。適當(dāng)?shù)碾娮柚悼蓪REF 從VOUT 完全消除，這樣VOUT = VDC ± 100 mV。因此，R4 和R5 取值不當(dāng)，或者電壓電源存在差異，都不會(huì)對(duì)VOUT 的DC 電流產(chǎn)生太大影響。
XTR115 是一種雙線、精密、電流輸出轉(zhuǎn)換器，其通過(guò)一個(gè)工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)電流環(huán)路發(fā)送模擬4-20mA 信號(hào)。這種器件擁有精確的電流調(diào)節(jié)和輸出電流限制功能。它的片上5V電壓調(diào)節(jié)器用于為外部電路供電。為了確保對(duì)輸出電流IOUT的控制，電流返回引腳IRET起到一個(gè)本地接地的作用，并對(duì)外部電路中使用的所有電流進(jìn)行檢測(cè)。它的輸入級(jí)擁有100 的電流增益，其由兩個(gè)激光修整增益電阻器RG1 和RG2 設(shè)置：
因此，輸入電流IIN 產(chǎn)生輸出電流IOUT，其等于IIN × 100。IIN 的電勢(shì)為0（參考IRET）時(shí)，把輸入電壓轉(zhuǎn)換為規(guī)定輸出電流所要求的電阻器值為：
因此，將200mVPP HART電壓轉(zhuǎn)換為1mA電流，要求輸入電阻為：
另外，RIN對(duì)4-20mA電流范圍的輸入電壓范圍定義如下：
以及：
圖3 HART 發(fā)送器信號(hào)通路的信號(hào)電壓
結(jié)論
簡(jiǎn)單運(yùn)算放大器電路可用于為傳統(tǒng)4-20mA 電流環(huán)路設(shè)計(jì)一個(gè)低成本的 HART 發(fā)送器。
圖3 顯示了2V DC 輸入時(shí)HART 傳輸期間不同測(cè)試點(diǎn)的信號(hào)電壓。匹配差分放大器A2 的電阻器，移除了輸出信號(hào)的VREF 分量。因此，基準(zhǔn)電壓偏差對(duì)VOUT 沒(méi)有影響。這樣，輸出信號(hào)便圍繞2V DC 輸入做對(duì)稱擺動(dòng)。
參考資料
1、《HART介紹》（在線版），模擬服務(wù)公司（1999年8月9日），地址：www.analogservices.com/about_part0.htm
2、《工業(yè)自動(dòng)化解決方案：傳感器與現(xiàn)場(chǎng)發(fā)送器》，德州儀器公司（2012年3月9日）
3、《運(yùn)算放大器性能優(yōu)化》，作者Jerald G. Graeme，發(fā)表于1996年12月1日第一版《紐約：McGraw-Hill專業(yè)版》。
相關(guān)網(wǎng)站
接口技術(shù)：www.ti.com.cn/lsds/ti_zh/analog/interface.page
OPA2374：www.ti.com.cn/product/cn/OPA2374