摘要

    本文將向您介紹一款使用了TI 離線一次側(cè)傳感控制器TPS92310 的低功耗LED 照明驅(qū)動器解決方案。由于使用了恒定的導通時間反激拓撲以及一次側(cè)傳感控制，該解決方案可以實現(xiàn)高效率以及良好的線壓和負載調(diào)節(jié)功能。就GU10 替代LED 燈泡而言，參考設(shè)計 PMP4325 具有合適的小外形尺寸（30mm×18mm×10mm），其可支持常見的AC 線路輸入以及3 或4 個LED 串聯(lián)輸出，恒定輸出電流為350mA。實驗顯示，就LED 照明而言，該解決方案具有良好的線壓和負載調(diào)節(jié)功能、高效率以及整體LED照明保護功能。

１　理論操作

1.1 TPS92310 控制器

對于額定功率較低的 LED 照明來說，單級反激結(jié)構(gòu)是一款頗具吸引力的拓撲結(jié)構(gòu)。單級反激結(jié)構(gòu)之所以能夠廣泛用于 LED 照明，其原因如下：

.                    電隔離減少了總體物料清單成本(BOM)

.                    使用特殊控制架構(gòu)（例如：恒定導通時間控制等）的高功率因數(shù)

.                    相比其他雙級拓撲結(jié)構(gòu)，外形尺寸更小

    盡管單級反激結(jié)構(gòu)用于 LED 照明時擁有諸多優(yōu)點，但仍然有一些問題需要解決。這些問題包括：

.                   高功率因數(shù)

.                    穩(wěn)定的線壓和負載調(diào)節(jié)，實現(xiàn)一次側(cè)回授(PSR)

.                   LED 開路或者短路保護

    TI TPS92310 控制器是一種單級一次側(cè)傳感 AC/DC 控制器，用于驅(qū)動高亮度 LED 的恒定電流。它工作在零電流檢測轉(zhuǎn)換模式(TM) 下。線壓半周期內(nèi)，“導通時間”(T_ON) 幾乎恒定不變。因此，它本身便具有功率因數(shù)校正(PFC)，因為主繞組的峰值電流，隨輸入線壓曲線變化而變化。對 T_ON 進行調(diào)節(jié)，以便將 LED 電流調(diào)節(jié)至預設(shè)水平，而該水平由一個外部檢測電阻器設(shè)置。T_ON 同時也用于反激、升壓以及降升壓轉(zhuǎn)換器的控制設(shè)計。這種轉(zhuǎn)換器工作在轉(zhuǎn)換模式下，使用固定不變的導通時間控制來達到高功率因數(shù)。另外，T_ON 還可用于對工作在轉(zhuǎn)換模式的降壓轉(zhuǎn)換器進行控制，其通用 LED 驅(qū)動器使用峰值電流控制。

   一次側(cè)檢測不要求使用光耦合器和二次側(cè)電路，因此組件數(shù)目更少，PCB 解決方案也更緊湊。另外，這種控制器還擁有逐周期電流限制、輸出短路保護、輸出過壓保護(OVP) 或者開路 LED 保護、短路 LED 保護以及熱關(guān)機保護等功能，而所有這些功能都為 LED 照明提供了保護措施。

 1.2 恒定導通時間控制

    在傳統(tǒng)升壓功率因數(shù)校正轉(zhuǎn)換器中，恒定導通時間控制的轉(zhuǎn)換模式通常用于讓輸入電流與輸入電壓保持同相，以獲得高功率因數(shù)和低總諧波失真(THD)。

     對于工作在轉(zhuǎn)換模式下的單級反激拓撲結(jié)構(gòu)來說，它并非本身固有的功率因數(shù)校正，因為占空比和頻率在形狀循環(huán)期間始終會不斷變化。因此，在這種條件下，功率因數(shù)和總諧波失真都不理想。幸運的是，過濾模式下工作的單級反激拓撲使用固定（恒定）T_ON，仍然可以達到高功率因數(shù)和低總諧波失真。如圖 1 所示，平均輸入電流為一個近似正弦波，且其相位與輸入電壓相同。

圖 1 T_ON 和 T_OFF 期間電流波形

     本設(shè)計中，TPS92310 控制器被配置在恒定導通時間控制模式下，如果用一個大容量電容器連接至 COMP 引腳，以對單級反激應(yīng)用的 100-Hz 線壓紋波進行濾波，則開關(guān)的開啟時間可以固定不變。但是，為了降低電路板的體積，該參考設(shè)計并非為一種沒有功率因數(shù)校正功能的單級結(jié)構(gòu)，因此我們使用了一個小容量補償電容器，目的只是保持控制環(huán)路的穩(wěn)定性。由于反激結(jié)構(gòu)的 DC 輸入電壓較穩(wěn)定，因此該開啟時間幾乎固定不變。

 1.3 一次側(cè)檢測的恒定電流控制

據(jù)此，圖 2 顯示了一次電流、二次電流和 V_ds 電壓，平均輸出電流 I_o 的計算方法如下：

其中：

2 × T_dly =MOSFET 漏極上振鈴時間的一半

N=一次繞組與二次級繞組的變壓器匝數(shù)比

I_{p_pk}=一次電流

I_{s_pk}=二級電流

I_o=平均輸出電流（LED 電流）

圖 2 電流及 V_ds 電壓波形

     為了調(diào)節(jié)輸出電流，該轉(zhuǎn)換器使用了一個 PWM 控制電路，如圖 3 所示。這種電路包括了充電和放電工作模式。充電工作模式由內(nèi)部基準電流I_REF × time (T_ON + T_OFF + 2T_DLY)控制。放電工作模式由 T_OFF 開關(guān)和 I_pk 電流源控制，其與一次側(cè)峰值電流成比例關(guān)系。COMP 電壓電平可代表柵極驅(qū)動 T_ON。

    在正常運行期間，如果放電 Q(I_pk × T_OFF) 大于充電 Q (I_REF × (T_ON +  T_OFF +2T_DLY))，則 COMP 引腳電壓下降，結(jié)果柵極輸出 T_ON 在下一個周期時增加。另外，如果充電 Q(I_REF × (_TON + T_OFF + 2T_DLY)) 大于放電 Q (I_pk ×T_OFF)，則 V_COMP 上升，柵極驅(qū)動器輸出T_ON在下一個周期增加。如果充電 Q 等于放電 Q，則V_COMP電壓穩(wěn)定。因此，當大容量電容器連接至COMP引腳對 100-HZ 線壓紋波進行濾波時，在半個正弦周期產(chǎn)生一個固定導通時間，從而實現(xiàn)功率因數(shù)校正。在沒有使用功率因數(shù)校正維持環(huán)路穩(wěn)定情況下，并且僅用于反激拓撲結(jié)構(gòu)時，可以使用一個小容量電容器連接 COMP 引腳。

圖 3 充電和放電方塊圖

該控制器實現(xiàn)了一次電流反饋與調(diào)節(jié)，以維持恒定輸出 LED 電流。圖 4 顯示了 TPS92310 控制器的方塊圖。紅色虛線表示一個主控制回路。

圖 4 TPS92310 方塊圖

1.4 ZCD 檢測、延遲設(shè)置與輸出過壓

零交叉檢測(ZCD) 引腳對變壓器輔助繞組進行零電流檢測。當 ZCD 電壓低于V_ZCD（TRIG）電平時，內(nèi)部 RS 觸發(fā)器便向 IDLY 延遲模塊發(fā)送一個 ZCD 信號，觸發(fā)下一個開關(guān)周期。該引腳的雙層檢測(ARM/TRIG)，可以確保開關(guān) FET 在隔離變壓器二次側(cè)零電流時“開啟”。圖 5 顯示了開關(guān) FET“漏電流”的典型開關(guān)波形圖?？刂破鬟€會為 ZCD 檢測提供 300ns 的空余時間，以避免出現(xiàn)任何可能的振鈴影響。

為了降低轉(zhuǎn)換器工作期間的 EMI 和開關(guān)損耗，TPS92310 控制器使用了一個 DLY 引腳。連接一個外電路電阻器，可以很容易地控制延遲計時器。利用這種 IDLY 引腳，轉(zhuǎn)換器可以確保變壓器繞組零電流，無需“開啟”主開關(guān) FET。必須根據(jù)隔離變壓器主繞組電感和開關(guān) FET 漏極充電之間的諧振頻率，來考慮預設(shè)延遲計時器值。利用下列方程式，我們可以計算得到T_dly：

(2)

其中：

L_p=變壓器一次繞組電感

C_oss=MOSFET 輸出電容

T_dly 用于控制 V_COMP 的放電時間，因此它必須由連接 DLY 引腳的外部電路電阻器來設(shè)置，如圖 6 所示。

圖 5 典型開關(guān)波形

圖 6 T_dly 設(shè)置曲線

ZCD 引腳同時也用作輸出過壓保護。輔助繞組上的正電壓呈現(xiàn)為輸出LED 電壓，會被外部分壓式電阻器檢測到，如圖 7 所示。ZCD 引腳上的過壓超出 OVP 閾值 3 個周期。驅(qū)動輸出應(yīng)被關(guān)閉，并且控制器實施重啟模式。OVP 電壓的計算方法如下：

其中：

N_s=輔助繞組匝數(shù)

N_a=輸出繞組匝數(shù)

V_D=輸出整流器的正向電壓

輔助繞組上的負電壓代表輸入電壓的反射電壓，因此，當選擇 R_U 時，需考慮電阻器的功耗。0.2mA 到 0.5mA 的電流較為合適。把一個二極管連接至　ZCD 引腳，以將這種負電壓控制在 1V 以下。我們總是會在 ZCD 引腳和 GND 之間連接一個小容量電容器 C，目的是消除可能出現(xiàn)的振鈴影響，確保精確的 OVP，并實現(xiàn)適合的谷值開關(guān)接通。

圖 7 ZCD 引腳連接電路

1.5 輸出短路保護

TPS92310 控制器工作在電壓模式控制下，需要使用逐周期限制，以實現(xiàn) OCP 和 SCP。在這種隔離式反激結(jié)構(gòu)中，控制器提供兩種具有不同 OCP 閾值（0.64V 和 3.4V）的恒定導通時間模式。利用如下方程式，可以計算出主電流的檢測電壓大小：

其中：

REF=控制器的 0.14

V_LED = 12 V

V_{D =} 0.8 V

V_{in_min} = 127 Vdc

本設(shè)計中，V_or 約等于 85V，也即 Nx(V_LED + V_D)

η=效率，低線壓時估算得到約 0.8

對于這種傳統(tǒng)型反激設(shè)計，Visns 約為 0.53 V。

    由于 Vin_min 電壓固定，而 Vor 設(shè)計電壓也幾乎固定不變，因此，當 LED電壓不同時，Visns 幾乎為恒定。檢測電壓低于 OCP 閾值，因此我們可以配置 0.64 V OCP 閾值的恒定導通時間模式，實現(xiàn)優(yōu)異的輸出短路保護。這種模式可以用于所有傳統(tǒng)反激設(shè)計中。為了避免輸出短路期間 ZCD 檢測的振鈴干擾，必須在 ZCD 引腳和 GND 之間連接一個小容量電容器，以消除偽 ZCD 檢測。一個 10-Pf 電容器較為適合于這種設(shè)計。圖 8 顯示了輸出短路波形。

圖 8 輸出短路保護(SCP) 波形

1.6 外部線壓調(diào)節(jié)補償

由于控制器固有的傳播延遲，高線壓和低線壓下存在不同的峰值電流，如圖 9 所示。相同傳播延遲情況下，相比低線壓輸入電壓，高線壓輸入電壓會產(chǎn)生更高的電流差。根據(jù)方程式 1，輸入電流檢測誤差會影響 LED 電流，導致線壓調(diào)節(jié)效果不是很好。當輸入電壓從低線壓變?yōu)楦呔€壓時，有兩種方法可以改善線壓調(diào)節(jié)：

1、            添加一個快速關(guān)閉電路（如圖 10 所示）。它可以減少 MOSFET 開關(guān)延遲，并改善本設(shè)計中 230 Vac 的 5 mA 電流容限。

2、            添加一個輸入電壓檢測電路（如圖 11 所示），以縮短高線壓下的導通時間；通過調(diào)節(jié) R17 至 110 Vac 和 230 Vac 線壓，達到理想的高電流精確度。R19、R19 和R20判定LED電流的拐點。圖 12 顯示了使用外部補償?shù)木€壓調(diào)節(jié)比曲線。

圖 9 固有傳播延遲

圖 10 快速關(guān)閉電路

圖 11 外部線壓調(diào)節(jié)補償電路

圖 12 線壓調(diào)節(jié)補償曲線

2 變壓器設(shè)計

根據(jù)前面的描述，要想使用一個外部 SCP 電路，必須將 Visns 設(shè)置為 0.6V 以下。

其中：

V_isns=一次電流的檢測電壓（如果使用外部 SCP 電路小于 0.6V，否則無限制）

R_cs=電流檢測電阻器

N=一次繞組與輸出繞組之變壓器匝數(shù)比

I_P=初級峰值電流

V_or=次級電壓的初級反射電壓

I_LED=LED 電流

V_LED=LED 電壓

η=估計電源效率

V_D=輸出整流器的正向電壓

V_{in_min}=最小輸入 DC 電壓，通常簡化為 1.3 Vac_min

變壓器規(guī)范的計算方法如下：

其中：

L_p = 一次繞組電感

N_p = 一次繞組匝數(shù)

N_out = 輸出繞組匝數(shù)

N_aux = 輔助繞組匝數(shù)（由于峰值電壓影響，通常小于計算值）

D_MAX = 最大占空比（利用方程式2計算得到）

F_{S_MIN} =低線壓設(shè)置最小開關(guān)頻率

△B_MAX =選擇最大工作通量密度 

A_e = 有效磁芯面積

V_aux = 選擇V_CC電壓

V_{D_out} = 輔助整流器的正向電壓

    最后，我們便可以選擇初級 MOSFET 的 RMS 電流和峰值電壓，然后根據(jù) RMS 電流和繞線筒窗口，選擇 MOSFET 次級整流器、整流器以及構(gòu)造變壓器。

3 實驗結(jié)果

3.1 電氣性能規(guī)范

表 1 PMP4325 電氣性能規(guī)范

3.2 參考設(shè)計原理圖

圖 13 PMP4325 參考設(shè)計原理圖

3.3 PMP4325 PCB 布局

該參考設(shè)計在一塊雙面 PCB 上實施，其尺寸大小同 GU10 LED 燈和類似應(yīng)用兼容。為了滿足不同的要求，我們提供了兩個版本的 PCB 布局文件：

1、沒有輸出 SCP 線壓調(diào)節(jié)補償電路的發(fā)布版演示板。

2、專供一些要求具有強大 SCP 和線壓調(diào)節(jié)功能的客戶的 PCB 文件

圖 14 演示板的組件面和焊接面

3.3.1無 SCP 和線壓調(diào)節(jié)補償電路的 PCB 布局

圖 15 發(fā)布版演示板的 PCB 布局

3.4 電氣性能

    圖 16 到 18 顯示了 PMP4325 9-V 和 12-V、350-mA LED 驅(qū)動器的典型性能曲線。

3.4.1 3-LED 和 4-LED 應(yīng)用的效率曲線

圖 16 3-LED 和 4-LED 負載的效率曲線

3.4.2線壓調(diào)節(jié)曲線

圖 17 LED 電流的線壓調(diào)節(jié)

3.4.3使用補償電路的線壓調(diào)節(jié)曲線

圖 18 使用補償電路的 LED 電流線壓調(diào)節(jié)

3.4.4啟動輸出波形

圖 19 110VAC 啟動測試                  圖 20 230VAC 啟動測試

3.4.5輸出紋波電壓與電流

圖 21 110VAC 輸出紋波測試              圖 22 230VAC 輸出紋波測試

3.4.6輸出過壓與開路 LED 保護

圖 23 110VAC的OVP測試                   圖 24 230VAC 的 OVP 測試

3.4.7  2-LED 保護

圖 25 110VAC的短路2 LED測試      圖 26 230VAC的短路2 LED測試

3.4.8輸出短路保護

圖 27 110VAC的輸出短路測試          圖 28 230VAC的輸出短路測試

3.5 傳導電磁干擾（ EMI）

3.5.1使用 Y 電容時 4LED GU10 負載的 EMI

圖 29 帶電230VAC的傳導EMI     圖 30 不帶電 230VAC 的傳導 EMI

3.5.2使用 Y 電容時 3-LED GU10 負載的 EMI

圖 31 帶電230VAC的傳導 EMI   圖 32 不帶電 230VAC 的傳導 EMI

3.5.3不使用 Y 電容時 3-LED GU10 負載的 EMI

圖 33 帶電 230VAC 的傳導 EMI     圖 34 不帶電 230VAC的傳導 EMI

3.6 材料清單

表 2 PMP4325 材料清單

3.7 變壓器規(guī)范

本小節(jié)將說明變壓器的磁芯和繞線筒規(guī)范、電路圖、電氣規(guī)范和構(gòu)造結(jié)構(gòu)圖。

磁芯：EPC13

磁芯材料：PC40，或者其他類似材料

繞線筒：10引腳水平繞線筒，具體尺寸如下：

圖 35 10 引腳水平繞線筒

圖 36 變壓器電路圖

表 3 變壓器電氣規(guī)范

圖 37 變壓器構(gòu)造結(jié)構(gòu)圖

參考文獻

1、TI PFC產(chǎn)品說明書之《TPS92310 離線一次側(cè)感應(yīng)控制器》