作為漸變槽線天線中的代表性類型，1979年由GIBSON P J提出的指數(shù)漸變槽線天線(Vivaldi)具有寬頻帶、高增益、波束對(duì)稱和容易集成等特點(diǎn)[1]。但是目前國(guó)內(nèi)、外對(duì)這種天線的研究大多集中在UWB規(guī)定的頻段，對(duì)UHF波段的應(yīng)用還沒有深入研究[2-4]。本文設(shè)計(jì)一種UHF頻段的輕型化、高增益、寬頻帶的Vivaldi天線，能有效覆蓋多個(gè)頻段。

   
    本文對(duì)傳統(tǒng)設(shè)計(jì)進(jìn)行了改進(jìn)，通過仿真實(shí)驗(yàn)，槽線的寬端開口H約為六分之一介質(zhì)波長(zhǎng)68.5 mm時(shí)，天線在350 MHz時(shí)的特性沒有受到明顯影響，而且也能有效地減少介質(zhì)基板的尺寸。而槽線窄端開口WSL考慮加工精確度取1.4 mm。微帶饋線寬度與扇形短截線、圓形諧振腔各參數(shù)利用仿真軟件優(yōu)化，最后確定整個(gè)天線的結(jié)構(gòu)參數(shù)如表1所示。

    通過Ansoft HFSS 11軟件建立UHF波段Vivaldi天線模型，介質(zhì)基板正面為帶指數(shù)漸變槽線、等寬度槽線和圓形諧振腔的金屬層，背側(cè)為微帶饋線和扇形微帶短截線組成的饋電結(jié)構(gòu)。根據(jù)該模型計(jì)算得到的駐波比如圖1所示。

     由于有限元算法只有在相鄰未知量之間才發(fā)生直接相互作用，仿真時(shí)設(shè)置的頻率范圍越大，離中心頻率越遠(yuǎn)，誤差越大。因此，Ansoft HFSS11寬帶仿真時(shí)，需將掃頻范圍劃分為若干段分別進(jìn)行仿真，確保數(shù)值色散誤差值降到最小。天線的仿真頻率范圍設(shè)置為200 MHz～400 MHz、 400 MHz～700 MHz、700 MHz～900 MHz和900 MHz～1.3 GHz。從駐波曲線合成圖(圖1)中可以看出，在頻率范圍的結(jié)合部駐波曲線一般是不連續(xù)的，進(jìn)一步說明了前面關(guān)于有限元算法的誤差問題。天線在200 MHz～1.3 GHz頻段上VSWR均在2.5以下，可基本滿足工程需要。特別地，在655 MHz和960 MHz附近,駐波分別達(dá)到1.035和1.061 1。
2 加載柵欄Vivaldi天線的仿真分析
    通過對(duì)前面仿真數(shù)據(jù)的分析，發(fā)現(xiàn)天線的理想諧振頻率發(fā)生頻率偏移往高頻端走，需要通過改變結(jié)構(gòu)來拉低諧振頻段。本文根據(jù)參考文獻(xiàn)[5]中的方法，在不改變?cè)O(shè)計(jì)尺寸的前提下，在天線金屬貼片兩側(cè)開上多條幾何對(duì)稱柵欄，以改善天線在低頻端的VSWR特性，提高天線增益。
    柵欄的深淺會(huì)影響金屬表面電流的分布，柵欄太深會(huì)使電流從中間的漸變段直接流向柵欄，向側(cè)翼輻射，從而影響主方向上的輻射效果。但深度不夠?qū)Ω纳铺炀€輻射、提高增益效果不明顯，所以柵欄深度的選擇很重要。從天線漸變槽線的結(jié)構(gòu)分析可知，離諧振腔位置較近的中間槽線部分附近的電流分布較多，而槽線寬端離饋電結(jié)構(gòu)稍遠(yuǎn)，電流分布相對(duì)較少些，應(yīng)盡量不破壞。為改善低頻端性能，在天線金屬貼片兩側(cè)開不同深度的柵欄，中間段的柵欄深度較深是為了把電流盡可能地集中在槽線上?？拷畲箝_口處的柵欄深度較淺是為了不破壞漸變槽終端的電流分布。
     通過對(duì)柵欄的數(shù)目、寬度、深度以及位置的不斷優(yōu)化，最后確定天線形式如圖2所示。第一個(gè)柵欄距漸變槽線終端為30 mm，每個(gè)柵欄的寬度均為30 mm，其深度依次為90 mm、115 mm和140 mm。從仿真計(jì)算中可以證實(shí)柵欄可抑制邊緣電流，并減少邊緣處的電場(chǎng)強(qiáng)度，可有效改善天線的整體輻射特性。

    圖3為結(jié)構(gòu)改進(jìn)前后天線駐波對(duì)比圖(實(shí)線為加?xùn)艡?，虛線為未加?xùn)艡??？梢钥闯?，天線的VSWR特性得到顯著的改善。從305 MHz到1 GHz的頻段內(nèi)，VSWR值均小于2，而在340 MHz時(shí)其駐波值最低為1.08,在350 MHz處為1.1。與結(jié)構(gòu)改進(jìn)前相比，改進(jìn)后的結(jié)構(gòu)在中間頻段800 MHz附近的駐波值得到了極大改善。此外，在微波通信1.2 GHz時(shí)，VSWR值變?yōu)?.3，在可接受的范圍內(nèi)。所以，加?xùn)艡诤蟮奶炀€駐波特性得到較好的改善。
    在不同頻點(diǎn)金屬貼片上的電流分布情況，如圖4所示。在350 MHz時(shí)，柵欄上特別是最深的柵欄處電流分布較多，漸變槽線附近的電流被部分分散，這是因?yàn)榈皖l端電長(zhǎng)度相對(duì)較小，使得行波效應(yīng)不明顯，如圖4(a)。隨著頻率的升高，天線的電長(zhǎng)度增大，這時(shí)天線的電流就集中在漸變槽線附近，行波效應(yīng)就明顯，同時(shí)柵欄的輻射效果隨著頻率的升高逐漸減弱,如圖4(b)、(c)所示。
    天線的端射性能良好，主波束較寬，尾瓣稍顯大。加載柵欄后天線的駐波(VSWR)值和增益(gain)值見表2所示。
    從圖2可以看出,天線金屬貼片兩側(cè)的幾何柵欄深淺不一，兩邊呈對(duì)稱的梯形，柵欄的間距遠(yuǎn)小于四分之一波長(zhǎng)，使得天線兩邊形成有規(guī)則的偶極子陣?？拷炀€饋電結(jié)構(gòu)的柵欄起到反射作用，離槽線最大開口處近的柵欄起到引向作用。由此，漸變槽線處的輻射和兩邊的柵欄輻射一起疊加形成整個(gè)天線的輻射。這兩種輻射都具有端射的效果，從而極大地改善了天線低頻端的特性。

3 尾部加抗流柵欄Vivaldi天線的仿真分析
　    通過在天線金屬貼片兩側(cè)開多條對(duì)稱幾何柵欄的方法有助于改善天線的輻射性能。不過，通過對(duì)天線E面輻射方向圖的研究，發(fā)現(xiàn)天線的尾瓣較大。結(jié)合前面改進(jìn)的經(jīng)驗(yàn)，可對(duì)天線結(jié)構(gòu)做進(jìn)一步改進(jìn)，以減小后向輻射的尾瓣，進(jìn)而提高天線的前向輻射性能。改進(jìn)后天線的模型如圖5所示： (1)在天線金屬貼片的根部開縱向柵欄，形成尾部的抗流結(jié)構(gòu)，將金屬貼片根部的電流束縛到槽線上，減少天線的后向輻射，提高輻射的前后比；(2)同時(shí)相應(yīng)地調(diào)整橫向柵欄的數(shù)目、位置、寬度和深度。結(jié)合仿真軟件對(duì)柵欄參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，以實(shí)現(xiàn)最佳的輻射方向圖，優(yōu)化后的參數(shù)值見表3所示。

    圖6繪制了天線加載橫向柵欄以及縱向尾部柵欄前后駐波值的變化情況。在低頻端350 MHz和高頻端1.2 GHz時(shí)，天線前后兩次結(jié)構(gòu)改進(jìn)的VSWR值相差不大,分別為1.08和1.19。但加尾部抗流柵欄使得中間頻段830 MHz處的駐波特性得到顯著改善，駐波值可降到1.5左右。而在1.2 GHz附近的駐波特性依然保持在1.19。從整體上看在320 MHz～1 GHz頻率范圍內(nèi)均小于2，第二次改進(jìn)的結(jié)構(gòu)使天線的駐波特性要優(yōu)于前面兩種結(jié)構(gòu)。
    加載尾部抗流柵欄的天線結(jié)構(gòu)對(duì)遠(yuǎn)場(chǎng)輻射改善也很明顯。在低頻端的350 MHz處天線的E-面和H-面均有良好的端射特性，增益提高近1.5 dBi，尾瓣明顯被壓縮，E-面半功率波瓣寬度變寬10°，H-面波束變寬20°。中間頻段的830 MHz處天線的E-面主瓣寬度不變，H-面主瓣寬度增加了10°左右，增益提高0.8 dBi。而在1.2 GHz處的尾瓣壓縮明顯，相應(yīng)E-面主波束寬度變寬4°，H-面為12°，增益提高了0.5 dBi，天線改進(jìn)前后遠(yuǎn)場(chǎng)方向圖的參數(shù)比較列于表4。其中，第二次改進(jìn)的天線結(jié)構(gòu)前后輻射比要好于第一次改進(jìn)，說明加載尾部抗流柵欄對(duì)減弱天線后向輻射有明顯作用。
    本文選取漸變槽線天線作為研究對(duì)象，利用Ansoft HFSS 11仿真軟件對(duì)設(shè)計(jì)天線進(jìn)行了大量的仿真計(jì)算。通過分析天線表面的電流分布，對(duì)天線結(jié)構(gòu)進(jìn)行了優(yōu)化與改進(jìn)，提出了在金屬貼片上開幾何對(duì)稱柵欄和加載尾部抗流結(jié)構(gòu)的方法，提高了天線的增益，改善了整體的電性能，同時(shí)確保了天線的寬頻帶特性。
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