引言

開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)管開通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源。由于擁有較高的效率和較高的功率密度，開關(guān)電源在現(xiàn)代電子系統(tǒng)中的使用越來越普及。開關(guān)電源高頻化、模塊化和智能化是其發(fā)展方向。其中，步進(jìn)可調(diào)、實(shí)時(shí)顯示是開關(guān)電源智能化研究方向之一。本文設(shè)計(jì)了一種開關(guān)電源方案，其技術(shù)指標(biāo)為：輸出電壓30V至36V可調(diào)，最大輸出電流2A，有過流保護(hù)功能，能對(duì)輸出電壓進(jìn)行鍵盤設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整、步進(jìn)值1V，并能實(shí)時(shí)顯示輸出電壓和電流的開關(guān)穩(wěn)壓電源。

方案論證與比較

主控CPU的選擇

方案一：采用AT89S51單片機(jī)進(jìn)行控制。51單片機(jī)外接A/D和D/A比較簡(jiǎn)單，但是由于51單片機(jī)功能簡(jiǎn)單，對(duì)于這種復(fù)雜的系統(tǒng)來說做起來比較復(fù)雜。

方案二：采用超低功耗單片機(jī)MSP430F169，這是一個(gè)完全集成的混合信號(hào)系統(tǒng)級(jí)MCU芯片。內(nèi)部集成12位的A/D芯片和D/A芯片，且這個(gè)單片機(jī)資源非常豐富。采用JTAG方式，可通過USB口在線下載調(diào)試，使用十分方便，并且低功耗便于整體效率的提高。

DC-DC主回路拓?fù)涞姆桨高x擇

DC-DC變換有隔離和非隔離兩種。輸入輸出隔離的方式雖然安全，但是由于隔離變壓器的漏磁和損耗等會(huì)造成效率的降低，隔離變壓器繞制復(fù)雜，所以選擇非隔離方式，具體有以下幾種方案：

方案一：BUCK拓?fù)?。如圖1所示，開關(guān)V1受占空比為D的PWM波的控制，交替導(dǎo)通或截止，再經(jīng)L和C濾波器在負(fù)載R上得到穩(wěn)定直流輸出電壓Uo=D×Vd（D≤1），由于輸入電壓為18V，輸出電壓20V~36V，故不能滿足要求。

圖1 BUCK拓?fù)?br />
方案二：BOOST拓?fù)?。如圖2所示，開關(guān)V1導(dǎo)通時(shí)電感儲(chǔ)能，截止時(shí)電感能量輸出。只要電感繞制合理，能達(dá)到要求的輸出電壓30V~36V，且輸出電壓Uo呈現(xiàn)連續(xù)平滑的特性。

圖2 BOOST拓?fù)?br />
方案三：BUCK-BOOST拓?fù)?。如圖3所示，由于電路屬于升降壓拓?fù)?，控制比較復(fù)雜，因本題只需升壓，故選擇方案二。

圖3 BUCK-BOOST拓?fù)?br />
控制方法的方案選擇

方案一：采用單片機(jī)產(chǎn)生PWM波，控制開關(guān)的導(dǎo)通與截止。根據(jù)片內(nèi)A/D采樣后的反饋電壓程控改變占空比，使輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)定值。負(fù)載電流在康銅絲上的取樣經(jīng)片內(nèi)A/D后輸入單片機(jī)，當(dāng)該電壓達(dá)到一定值時(shí)關(guān)閉開關(guān)管，形成過流保護(hù)。該方案主要由軟件實(shí)現(xiàn)，控制算法比較復(fù)雜，速度慢，輸出電壓穩(wěn)定性不好，若想實(shí)現(xiàn)自動(dòng)恢復(fù)，實(shí)現(xiàn)起來比較復(fù)雜。

方案二：采用恒頻脈寬調(diào)制控制器TL494，這個(gè)芯片可推挽或單端輸出，工作頻率為1kHz~300kHz，輸出電壓可達(dá)40V，內(nèi)有5V的電壓基準(zhǔn)，死區(qū)時(shí)間可以調(diào)整，輸出級(jí)的拉灌電流可達(dá)200mA，驅(qū)動(dòng)能力較強(qiáng)。芯片內(nèi)部有兩個(gè)誤差比較器，一個(gè)電壓比較器和一個(gè)電流比較器。電流比較器可用于過流保護(hù)，電壓比較器可設(shè)置為閉環(huán)控制，調(diào)整速度快。

鑒于上面分析，本設(shè)計(jì)選用方案二。

電流工作模式的方案選擇

方案一：電流連續(xù)模式。

電流連續(xù)工作狀態(tài)，在下一周期到來時(shí)，電感中的電流還未減小到零，電容的電流能夠得到及時(shí)的補(bǔ)充，輸出電流的峰值較小，輸出紋波電壓小。

方案二：電流斷續(xù)模式。

斷續(xù)模式下，電感能量釋放完時(shí)，下一周期尚未到來，電容能量得不到及時(shí)補(bǔ)充，二極管的峰值電流非常大，對(duì)開關(guān)管和二極管的要求就非常高，二極管的損耗也非常大，而且由于電流是斷續(xù)的，輸出電流交流成分比較大，會(huì)增加輸出電容上的損耗。對(duì)于相同功率的輸出，斷續(xù)工作模式的峰值電流要高很多，而且輸出直流電壓的紋波也會(huì)增加，損耗大。

鑒于上面分析，本設(shè)計(jì)選用方案一。

提高效率的方案選擇

影響效率的因素主要包括單片機(jī)及外圍電路功耗、單片機(jī)及外圍電路供電電路的效率和DC-DC變換器的效率。本設(shè)計(jì)采用了超低功耗的單片機(jī)MSP430F169，高轉(zhuǎn)換效率的芯片對(duì)外圍電路進(jìn)行供電，并且采用低損耗的元器件和優(yōu)異的控制策略。

詳細(xì)軟硬件分析

硬件整體框圖設(shè)計(jì)

如圖4所示，單片機(jī)通過鍵盤控制電壓的步進(jìn)，經(jīng)過單片機(jī)控制D/A提供一個(gè)參考電壓，與輸出電壓的反饋分壓進(jìn)行比較，在TL494內(nèi)部的電壓誤差放大器產(chǎn)生一個(gè)高電平或低電平，控制脈寬變化，來達(dá)到調(diào)整輸出電壓的變化，反復(fù)調(diào)整后使輸出達(dá)到設(shè)定的值為止。參考電壓輸出后電壓的反饋調(diào)節(jié)是由TL494自動(dòng)調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)速度快。

圖4 系統(tǒng)整體框圖

理論分析與參數(shù)計(jì)算

主回路器件的選擇及參數(shù)設(shè)計(jì)

磁芯和線徑選擇。當(dāng)交變電流通過導(dǎo)體時(shí)，電流將集中在導(dǎo)體表面流過，這種現(xiàn)象叫集膚效應(yīng)。電流或電壓以頻率較高的電子在導(dǎo)體中傳導(dǎo)時(shí)，會(huì)聚集于總導(dǎo)體表層，而非平均分布于整個(gè)導(dǎo)體的截面積中。線徑的選擇主要由本系統(tǒng)的開關(guān)頻率確定。開關(guān)頻率越大，線徑越小，但是所允許經(jīng)過的電流越小，并且開關(guān)損耗增大，效率降低。本系統(tǒng)采用的頻率為44K，查表得知在此頻率下的穿透深度為0.3304mm，直徑應(yīng)為此深度的2倍，即為0.6608mm。選擇的AWG導(dǎo)線規(guī)格為21#，直徑為0.0785cm（含漆皮）。磁芯選擇鐵鎳鉬磁芯，該磁芯具有高的飽和磁通密度，在較大的磁化場(chǎng)下不易飽和，具有較高的導(dǎo)磁率，磁性能穩(wěn)定性好（溫升低，耐大電流、噪聲小），適用在開關(guān)電源上。

控制電路設(shè)計(jì)與參數(shù)設(shè)計(jì)

控制電路選用TL494來產(chǎn)生PWM波形，控制開關(guān)管的導(dǎo)通，RT、CT選擇為102K和24K，頻率為44kHz。軟啟動(dòng)電路由14腳和4腳接電阻和電容來實(shí)現(xiàn)，通過充放電來實(shí)現(xiàn)。啟動(dòng)時(shí)間為10mS，CT=10uF，RT=1K。13號(hào)腳接地，采用單管輸出，進(jìn)一步降低芯片內(nèi)部功耗。TL494如圖5所示。

圖5 TL494內(nèi)部電路方框圖

效率的分析

輸出功率計(jì)算公式：η=Po/Pi，輸入功率計(jì)算公式：Pi=Ui×Ii。

由于題目要求DC/DC變換器（控制器）都只能由Uin端口供電，不能另加輔助電源，所以單片機(jī)及一些外圍電路消耗功耗要盡量的低。為此，在設(shè)計(jì)本系統(tǒng)時(shí)采用超低功耗單片機(jī)MSP430F169，該系統(tǒng)集成了8路12位A/D和2路12位D/A，減少了外加A/D和D/A的功耗。提高效率主要是降低變換器的損耗，變換器的損耗主要有MOSFET導(dǎo)通損耗、MOSFET開關(guān)損耗、MOSFET驅(qū)動(dòng)損耗、二極管的損耗、輸出電容的損耗和控制部分的損耗，這些損耗可以通過降低開關(guān)頻率等方法來降低。

各級(jí)損耗主要有導(dǎo)通損耗、開關(guān)損耗、門級(jí)驅(qū)動(dòng)損耗、二極管的損耗和輸出電容的損耗。

具體損耗如下：

導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗，主要是針對(duì)開關(guān)管來說的，選取IRP540，功耗為0.4W。

另外一個(gè)主要損耗為二極管損耗，二極管正常導(dǎo)通壓降為0.7V，損耗Pd=0.7V×Ii。降低門級(jí)驅(qū)動(dòng)和輸出電容損耗，主要是通過選取低功耗的器件和低ESR的電容。

保護(hù)電路設(shè)計(jì)與參數(shù)設(shè)計(jì)

康銅電阻的大小選擇：康銅絲主要起過流保護(hù)和測(cè)試負(fù)載電流兩個(gè)作用?？点~絲接在整流輸入地和負(fù)載地之間，越小越好，這樣會(huì)使兩個(gè)地之間的電壓很小。但是如果太小的話，干擾問題會(huì)造成過流保護(hù)的誤判，并且對(duì)于后級(jí)運(yùn)放的要求也比較高。經(jīng)過實(shí)驗(yàn)，選擇0.1歐姆的電阻效果比較好。由于電阻太小，難以測(cè)量，所以先測(cè)得1歐姆的電阻，然后截取其長(zhǎng)度的十分之一。

TL494片內(nèi)有電流誤差放大器，可用于過流保護(hù)。將康銅電阻上的壓降與預(yù)先調(diào)好的值進(jìn)行比較，若電流過大，輸出高電平，阻止PWM信號(hào)產(chǎn)生，開關(guān)管處于關(guān)斷狀態(tài)，使輸出電壓降低，形成保護(hù)功能。一旦輸出電壓降低，導(dǎo)致輸出電流降低，檢測(cè)電壓降低，電流誤差放大器就會(huì)輸出低電平，重新產(chǎn)生PWM波形，所以該電路具有自恢復(fù)功能。

數(shù)字設(shè)定及顯示電路的設(shè)計(jì)

由于在輸出端采樣時(shí)測(cè)得反饋電壓為輸出電壓的二十四分之一，即分壓為1.5V時(shí)輸出為36V，分壓為0.834V時(shí)輸出為30V，設(shè)計(jì)中采用了12位D/A轉(zhuǎn)換精度為0.61mV（參考電壓為2.5V），直接輸出給TL494提供參考電壓。此外還設(shè)置了三個(gè)A/D芯片，分別采集輸出電壓、輸出電流和輸入電流。為了降低功耗，設(shè)計(jì)中采用了128×64屏幕，顯示內(nèi)容多。當(dāng)背光不使用時(shí)自動(dòng)關(guān)閉，以降低功耗。

硬件電路設(shè)計(jì)

主電路如圖6所示。

主CPU PCB如圖7所示。

圖6 主電路圖

圖7 主CPU PCB

軟件設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)的軟件設(shè)計(jì)比較簡(jiǎn)單，完全出于效率的要求，把外圍電路設(shè)計(jì)的盡可能的少，所以單片機(jī)驅(qū)動(dòng)外圍芯片均采用I/O口直接控制，沒有采用總線方式。整體軟件設(shè)計(jì)流程圖如圖8所示。

圖8 整體軟件設(shè)計(jì)流程圖

結(jié)論

通過尋找一系列資料和電路的設(shè)計(jì)、調(diào)試，最后取得了非常好的效果，各個(gè)技術(shù)指標(biāo)都達(dá)到很高的水準(zhǔn)。但該電路仍然存在很多問題，例如采用超低功耗單片機(jī)在電源設(shè)計(jì)中，單片機(jī)的抗干擾能力不好，以后應(yīng)多加注意。