傳統(tǒng)白熱燈泡的調(diào)光電路，大多使用簡易的雙向交流觸發(fā)三極體(Triac)位相控制方式。白熱燈泡利用鎢絲高溫發(fā)光，使用雙向交流觸發(fā)三極體的位相控制方式，因此無電壓時段也不會產(chǎn)生閃現(xiàn)象爍，反過來說光源變成LED方式時，相同的雙向交流觸發(fā)三極體位相控制電路，頻率是一般商用頻率2倍，受到無電壓時段影響，容易出現(xiàn)閃爍現(xiàn)象。

最近美國國家半導體公司開發(fā)直接連接雙向交流觸發(fā)三極體調(diào)光器，幾乎完全不會發(fā)生閃爍現(xiàn)象的LED驅(qū)動IC LM3445與評鑒基板。接著筆者組合評鑒基板與簡易雙向交流觸發(fā)三極體調(diào)光電路，說明LM3445的評基板鑒與電路設計的重點。

評鑒基板封裝LM3445、電源電路，以及周邊電路，評鑒基板使用雙向交流觸發(fā)三極體調(diào)光電路，輸入已經(jīng)受到位相控制的電壓，利用高頻切換器提供LED電流，LED驅(qū)動器設有可以控制流入LED電流峰值的降壓轉(zhuǎn)換器，動作時設定OFF時間超過一定值以上。動作上首先接受雙向交流觸發(fā)三極體調(diào)光電路的輸出電壓，接著檢測雙向交流觸發(fā)三極體的ON時段，再將此信號轉(zhuǎn)換成流入LED電流指令值，此時流入LED電流與雙向交流觸發(fā)三極體ON時間呈比例，就能夠沿用傳統(tǒng)白熱燈泡的調(diào)光電路。此外上記評鑒基板支持還主從結(jié)構(gòu)，能夠以相同電流調(diào)光復數(shù)LED。

評鑒與電路整體架構(gòu)

圖1(a)是評鑒電路方塊圖；圖1(b)是雙向交流觸發(fā)三極體的調(diào)光電路，由圖可知本電路采取“Anode fire”方式，使用雙向交流觸發(fā)三極體的兩端電壓當作驅(qū)動電壓，通過可變電阻VR后，使電容器C1充正電壓或是負電壓，此時不論極性，電容器C1的電壓一旦超過一定程度，觸發(fā)二極管通電會使雙向交流觸發(fā)三極體點弧，流入雙向交流觸發(fā)三極體的電流，即使超過一值仍舊持續(xù)通電，電流則流入負載。


圖中的二極管D1～D4與15kΩ電阻，連接于雙向交流觸發(fā)三極體的兩端，主要目的不論極性都能夠使電容器C1的開始充電電壓維持一定值，此外為避免受到商用電源極性影響，因此刻意將此整合成相同點弧位相的電路。由于雙向交流觸發(fā)三極體電路OFF時，不會完全遮斷電流，大約有15kΩ的阻抗值，為減少對評鑒基板的影響，本電路插入1kΩ的假電阻。圖1(c)是供應評鑒基板的電壓波形，取電源的正弦波。

圖2是評鑒基板的電路圖，根據(jù)圖1(c)的電壓波形可知，輸出調(diào)光LED的電流要求各種技巧，第1調(diào)光必需指定流入LED的電流，因此評鑒基板若能夠從雙向交流觸發(fā)三極體的ON時段獲得信息，理論上LED只要流入與該時段呈比例的電流，LED就能夠沿用傳統(tǒng)白熱燈泡的調(diào)光器進行調(diào)光。


LM3445的ON時段在450至1350范圍，支持0%～100%的電流值指令，若以雙向交流觸發(fā)三極體的弧點角度θ表示，它相當于1350～450范圍。

第2是輸入評鑒基板的電源，使用雙向交流觸發(fā)三極體進行位相控制，因此無電壓時段，即使使用高頻切換電路也無法消除閃爍問題。上記電路為消除閃爍，未使用電容輸入型電路，改用填谷電路盡量減輕對電源的影響，因此本電路設置D4、D8、D9、C7、C9，以C7、C9串行電路使輸入的電壓峰值充電。

C7、C9相同容量時，各電容器的充電電壓是輸入電壓峰值的一半，換句話說輸入電壓峰值變成一半時，各電容器開始放電，輸入電壓峰值變成一半為止則以填谷電路動作，如此一來轉(zhuǎn)換器的輸入電壓能夠維持一定，同時還可以高頻使LED點燈。圖3是填谷電路與輸出、入電壓波形。由圖可知輸入電壓波形是雙向交流觸發(fā)三極體輸出整流后的波雙向交流觸發(fā)三極體的ON時段(角度)，大于900時會變成一半，低于900時＝1/2×sin（180－ON時段）＝1/2×sinθ。

下第3是LED的電流調(diào)整電路，并不是可以使降壓轉(zhuǎn)換器維持一定頻率方式，而是采用能夠使OFF時段維持一定的方式，因此設計上要求承受輸入電壓、LED電流大范圍變動。雖然動作頻率隨著輸入電壓與負載改變，不過本電路可以完全忽略LED的閃爍問題，輕易設定頻率范圍。評鑒基板的基本設計與動作方式，建立在上記3項設計核心技術，除此之外為設定條件，電路上還要求其它各種技巧。接著以8個LED為范例，探討評鑒基板的電路定數(shù)。

降壓轉(zhuǎn)換部位的動作

圖4是降壓轉(zhuǎn)換部位相關電路圖，由圖可知它是由切換用FET Tr2、電感L2、續(xù)流二極管D10構(gòu)成降壓轉(zhuǎn)換部主要電路，除此之外電流復歸用電阻器R3、決定FET OFF時間的電容器C1、充電電路Tr3、R4、吸收波動電流的電容器C12、LM3445的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，鎖定轉(zhuǎn)換器的動作，細節(jié)忽略不詳述。圖中的L5是磁珠電感，它可以抑制續(xù)流二極管D10的逆回復電流。



Tr2 ON時，流入L2的電流取決于輸入電壓Vbuck與LED電壓VLED兩者的電壓差，最差情況LED的順電壓下降為3.99V，8個LED串聯(lián)需要31.9V。流入Tr2的電流除了受到電流指令最大值750mA的限制之外，有關對短路等異常電流的保護，本電路備有電流限制器功能，不過Tr2正確動作的代價是輸入電壓最大值有極限。

IC內(nèi)部的起動電路一旦開始動作，GATE信號變成H，就會使Tr2 ON進入行程。LM63445即使ON，電流的檢測不會以一定時間進行，IC內(nèi)部的125ns延遲時間內(nèi)，電流檢測電阻R3的電壓R3，利用內(nèi)部FET持續(xù)限制在0V，PWM與I-LIN兩轉(zhuǎn)換器的輸入維持L狀態(tài)，這樣的設計主要目的是考慮Tr2 ON時，二極管D10的逆向回復電流很大，避免瞬間遷移至GATE信號變成OFF狀態(tài)，轉(zhuǎn)換器可能無法起動。

延遲時間內(nèi)Tr2 ON時電流的過渡變化，Tr2的電流與L2一旦相同，就進入檢測L2電流變化的行程，該電流檢測功能有所謂無效時間，因此降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓最大值時，為確實保障此延遲時間，如圖5所示要求最小200ns的ON時間。延遲時間之后隨著直線上升的L2電壓，R3的電壓也直線上升，該電壓經(jīng)過電流感測端子ISNS輸入至PWM轉(zhuǎn)換器，一直到電壓到達電流指令值為止，GATE信號維持ON狀態(tài)。評鑒基板的電流檢測用電阻R3大約1.8Ω，PWM的電流指令值最大值，750mV時為417mA，延遲時間與溫度有依存關系，大約100～160ns。


PWM轉(zhuǎn)換器進行IC內(nèi)部產(chǎn)生的電流指令值與R3電壓比較，R3的電壓超過電流指令值，H的信號經(jīng)過內(nèi)部控制電路使GATE信號OFF。此外本電路還設置PWM轉(zhuǎn)換器不動作時的I-LIM轉(zhuǎn)換器，超過1.27V峰值會使GATE信號OFF抑制電流。Tr2 OFF時L2的電流移至D10，L2則以LED的一定電壓開始再設定(reset)，L2的電流呈直線性衰減，磁束則被再設定(reset)。評鑒基板的此OFF時間取決于LED的電壓，主要理由在動作范圍，希望優(yōu)先正確進行L2的磁束再設定。
決定OFF時間的電容器C11與定電流電路Tr3、R4，定電流電路利用LED的順向電壓，配合LED的電壓使電流流動C11，C11的電壓呈直線性上升，利用該電壓與時間呈比例的特性。定電流電路的動作非常簡單，配合LED的順定下降電流流入R4，Tr3的基準電流配合Tr2的增幅率電流流動，由于流入Tr3集極(collector)的電流與流入R4的電流幾乎相同，因此C11內(nèi)部有一定電流流動，該電壓呈直線性上升，C11的電壓被輸入至LM3445的COFF則進入COFF的比較器(Comparator)，電壓一旦超過1.276V基準電壓，再度使GATE信號移轉(zhuǎn)至ON狀態(tài)，換言之OFF時間是與LED的電壓呈比例的值。

綜合上記結(jié)論可知，GATE信號ON時IC的COFF輸入，亦即C11在IC內(nèi)部以33Ω的阻抗值短路，此時C11的電壓幾乎維持0V，一旦進入OFF行程就開始對C11定電流充電，亦即開始時間計數(shù)。接著以評鑒基板為例試算OFF時間。

 
假設： 

   
由此可之電感L2的再設定時間大約3.2μs。電感L2的再設定電壓是LED的電壓VLED，它是一定值。電流直線性下降，持續(xù)到FET的下個ON為止。L2的電流變成連續(xù)的條件（不會變成0），該電流的變化成份，反而變成LED的波動電流成份。

假設：

OFFB時間=3.2μS

L2=470μH

如此一來就可以求得波動電流：

　　

接著試算ON時間，ON時轉(zhuǎn)換器的輸入電壓Vbuck與LED的電壓VLED的電壓差施加于L2，此處計算該波動電流186mA的變化時間，假設：

　
圖6是根據(jù)電路定數(shù)計算的L2最大電流波形，使用的LED最大平均電流為350mA，如果根據(jù)評鑒基板的定數(shù)計算，轉(zhuǎn)換器的公稱動作頻率變成：


電流指令的電路與動作
降壓轉(zhuǎn)換器的動作概要如上記，降壓轉(zhuǎn)換器的電流指令利用雙向交流觸發(fā)三極體產(chǎn)生，圖7(a)是電流指令值產(chǎn)生電路；圖7(b)是動作概要；圖7(c)是電流指令值的范圍。利用雙向交流觸發(fā)三極體體進行位相控制的電壓，亦即雙向交流觸發(fā)三極體導通時輸入的電壓，被施加至Tr1的網(wǎng)關與汲極，一旦施加位相控制的電壓，雖然取決于Tr1的特性，不過此時大約10V的電壓被輸入至BLDR端子，輸入峰值7.2V的轉(zhuǎn)換器輸出遷移變成H，4μs后230Ω的負載加入轉(zhuǎn)換器輸入，可以補強雙向交流觸發(fā)三極體的拴鎖器電流，使雙向交流觸發(fā)三極體正確動作。


BLDR轉(zhuǎn)換器的輸出變成峰值4V的脈沖列輸出至ASNS，該以R1、C3與IC出口的損失平順化，制作脈沖列的平均電壓，變成FLTR1的電壓。FLTR1的電壓則被輸入至RAMP轉(zhuǎn)換器，再與內(nèi)部的鋸狀波形比較，此鋸狀波形值為3V，谷底值為1V，F(xiàn)LTR1的電壓值低于1V，RAMP轉(zhuǎn)換器的輸出變成H，流入RAMP轉(zhuǎn)換器的電流指令值變成0V，反過來說FLTR1的電壓值超過3V時，RAMP轉(zhuǎn)換器的輸出變成L，連接的FET變成OFF狀態(tài)，汲極電壓VQ大約750mA，因此流入RAMP轉(zhuǎn)換器的電流指令值，就是內(nèi)部電壓最大750mA。

由此可知FLTR1的電壓值與雙向交流觸發(fā)三極體的導通角度呈比例，可以檢測的控制角θ在一定范圍內(nèi)。雙向交流觸發(fā)三極體的導通角度為1800－θ，導通角度與半波周期比1800－θ/1800的值，在1/4～1/3范圍內(nèi)，因此在450≦θ≦1350范圍內(nèi)，產(chǎn)生與角度(1800－θ)呈比例的電流指令，θ=1350時，電流指令=0V，θ=450時，電流指令=750mV最大值。