摘 要： 提出了一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的CMOS電流控制模式振蕩器。該電路利用系統(tǒng)內(nèi)部參考電壓和外接電阻產(chǎn)生的電流信號(hào)對(duì)電容進(jìn)行充放電，通過(guò)調(diào)節(jié)外接電阻大小，振蕩器輸出頻率在660 kHz～4.15 MHz內(nèi)可調(diào)。
關(guān)鍵詞： 振蕩器；CMOS；頻率
?
振蕩器在許多電子系統(tǒng)中應(yīng)用廣泛。作為時(shí)鐘產(chǎn)生電路，常用于單片集成電路中[1]，其主要功能是：產(chǎn)生周期性的脈沖信號(hào)，輸出控制邏輯電路的時(shí)序，使其和驅(qū)動(dòng)模塊結(jié)合產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)功率器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。它對(duì)電路的信號(hào)處理性能有很大影響。但在一般的應(yīng)用場(chǎng)合，要求在電源電壓、溫度等變化或漂移的條件下，振蕩電路能夠產(chǎn)生頻率穩(wěn)定的信號(hào)輸出[2]。
在開(kāi)關(guān)電源的時(shí)鐘產(chǎn)生電路中，常用到電流控制振蕩器。在傳統(tǒng)的電流控制振蕩器中,元件參數(shù)確定后，振蕩器輸出頻率固定不變[3]，不能滿足時(shí)鐘信號(hào)和驅(qū)動(dòng)信號(hào)可變的需求。
文中振蕩器通過(guò)對(duì)電容充放電產(chǎn)生鋸齒波，經(jīng)過(guò)遲滯比較器實(shí)現(xiàn)矩形波輸出。根據(jù)外接電阻大小確定電容充放電電流，通過(guò)調(diào)節(jié)外接電阻大小，設(shè)定振蕩輸出波形的頻率，實(shí)現(xiàn)頻率在660 kHz～4.15 MHz范圍內(nèi)可調(diào)。具有很強(qiáng)的實(shí)用性。
1 電路結(jié)構(gòu)及原理分析
1.1 電路原理
振蕩器電路的基本原理圖如圖1所示，包括電流產(chǎn)生電路、遲滯比較器、恒流源充放電回路、控制電路四部分。
該電路利用帶隙基準(zhǔn)源與外接電阻產(chǎn)生精確電流I0，采用電流鏡產(chǎn)生鏡像電流I1、I2，通過(guò)電流I1對(duì)電容C進(jìn)行放電，通過(guò)電流I2對(duì)電容C進(jìn)行充電，從而形成了一個(gè)振蕩周期。
電路工作原理：通過(guò)V-I變換電路產(chǎn)生充放電電流，當(dāng)電容電壓低于比較器正向閾值電壓時(shí)，電流源I2開(kāi)始向電容C充電，使電容電壓升高，超過(guò)正向閾值電壓時(shí)，比較器電壓狀態(tài)轉(zhuǎn)換，電容C通過(guò)M16放電。電路如此循環(huán)工作，便在輸出端產(chǎn)生振蕩信號(hào)。
1.2 振蕩器電路分析
圖2是圖1振蕩器原理圖的具體實(shí)現(xiàn)電路。由于在集成電路中不易直接實(shí)現(xiàn)精確的電流源，所以先產(chǎn)生一個(gè)精確的參考電壓Vref，然后通過(guò)一個(gè)V-I變換電路，產(chǎn)生兩個(gè)精確的充放電電流：I1和I2。圖2中的電阻Rt是外接的精密電阻，電路中M1～M9構(gòu)成的運(yùn)算放大器將A點(diǎn)箝位在參考電壓Vref，因此流過(guò)Rt的電流為：
??? 
?
M12與M10、M17與M13以及M14與M10組成三組電流鏡[4]，如果M12與M10、M17與M13以及M14與M10的寬長(zhǎng)比分別是(W/L)12/(W/L)10、(W/L)17/(W/L)13和(W/L)14/(W/L)10，則充放電電流I1和I2可表示為：
M19～M29構(gòu)成遲滯比較器，在以往的比較器電路中，一般單級(jí)增益不高，并以犧牲輸出電壓范圍來(lái)提高增益，進(jìn)而不能達(dá)到滿幅度輸出，導(dǎo)致電路性能不好[5]。本設(shè)計(jì)的比較器電路采用三級(jí)放大，第一級(jí)是差分輸入級(jí)將雙端變單端輸出，M21和M22作為輸入對(duì)管，M23和M24作為電流源負(fù)載；第二級(jí)為CMOS共源放大器，由M26和M27組成；第三級(jí)為推挽式CMOS單級(jí)放大器，由M28和M29組成，由于CMOS反相器作為輸出級(jí)，所以能達(dá)到滿幅度輸出。遲滯比較器在開(kāi)環(huán)條件下工作，因此不需要考慮放大器閉環(huán)穩(wěn)定工作的頻率補(bǔ)償問(wèn)題。
如果輸出初始狀態(tài)為低電平，M15導(dǎo)通，M16截止，電流經(jīng)過(guò)M14、M15對(duì)電容C充電，由于電流恒定不變，所以電容兩端的電壓線性上升，同時(shí)由于比較器輸出為低電平，使得M25截止，比較器的負(fù)向輸入端電壓被箝位在正向閾值電壓VOH，其中：
當(dāng)電容C兩端的電壓超過(guò)了正向閾值電壓時(shí)，比較器輸出變?yōu)楦唠娖剑琈16導(dǎo)通，M15截止，電容C經(jīng)過(guò)M16、M17放電，同樣電容兩端的電壓亦線性下降；又因?yàn)镸25導(dǎo)通，比較器負(fù)向輸入端電壓被箝位到負(fù)向閾值電壓VOL，其中：
1.3 輸出頻率計(jì)算
振蕩器信號(hào)的頻率由恒定電流源對(duì)電容的充放電時(shí)間決定。
放電時(shí)間：
分析式(6)和式(7)可知，改變k1、k2的值可以調(diào)整電流I1和I2的大小，從而改變充電時(shí)間和放電時(shí)間，達(dá)到設(shè)定占空比的目的。
輸出振蕩信號(hào)的周期就是電容C的充電時(shí)間和電容C的放電時(shí)間之和，因此輸出頻率為：
分析式(2)、式(3)和式(8)，通過(guò)控制外接電阻Rt的大小，改變電流I1、I2的大小，實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)振蕩器頻率的功能。
2 仿真結(jié)果
根據(jù)上面的分析結(jié)果, 基于0.5μm標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝模型, 利用HSPICE對(duì)電路進(jìn)行模擬仿真。在模擬仿真過(guò)程中, 各器件的參數(shù)有所優(yōu)化。電路輸出波形如圖3所示，其中VDD=5V，Rt固定150kΩ不變，放電電流I1等于充電電流I2，故輸出占空比為50％的方波。
?
圖4為輸出頻率與電阻Rt的關(guān)系曲線，其中VDD=5 V，Rt從50kΩ變化到750kΩ，振蕩器輸出頻率由4.15 MHz變化到660 kHz。因此，本文提出的振蕩器很好地實(shí)現(xiàn)了頻率可控。
?
3 結(jié)論分析
利用內(nèi)部基準(zhǔn)源和外接精密電阻調(diào)節(jié)電容的充放電電流，在5 V電源電壓下，經(jīng)過(guò)比較器電路作用后，上升時(shí)間和下降時(shí)間非常小，使產(chǎn)生的輸出振蕩波形更接近理想矩形波；通過(guò)調(diào)節(jié)外接電阻大小，設(shè)定振蕩器輸出波形在頻率范圍660 kHz~4.15 MHz內(nèi)可調(diào)，實(shí)現(xiàn)了一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的電流控制振蕩器。
參考文獻(xiàn)
[1] Yeong Tsair Lin，Mei Chu Jen，Wen Yaw Chung，et al.A?monolithic buck DC–DC converter with on chip PWM circuit[J].Micro-electronics，2007，38(8-9)：923-930.
[2] YU Shu Huan，CHEN Yi Ming，GUO Wei Dong，et al.A?digital trim controlled on-chip RC oscillator[A].Proceedings of the 44th IEEE 2001 Midwest Symposium Circuits and?Systems[C].2001：882-885.
[3] 孫嘉興，于曉鵬.一種簡(jiǎn)單的電流控制振蕩器[J].遼寧大學(xué)學(xué)報(bào)(自然科學(xué)版)2008，35(1)：21-23.
[4] BEHZAD RAZAvI.Design of analog CMOS integrated circuit[M].New York：McGraw Hill，2001：135-139.
[5] ALLEN P E，HOLBERG D R.CMOS analog circuit design?2nd ed[M].Oxford：Oxford University Press，Inc.2002：439-483.