無線接收機的靈敏度實際上主要與系統(tǒng)噪聲系數(shù)(F)有關(guān)，因為帶寬(BW)由標準預(yù)先確定。

 　　(公式1)

　　低噪聲放大器(LNA)正如它的名字含義那樣，通過減小系統(tǒng)噪聲系數(shù)來提高接收機的靈敏度。Friss公式表明，接收機第1級電路的噪聲系數(shù)(F1)占主導(dǎo)作用，后級電路(即F2,F3...)的影響則逐漸減小。

 　　(公式2)

　　其中，Gn代表接收鏈路中第n級電路的增益。

　　發(fā)射機和接收機通過選頻雙工器，或者頻域雙工或時域雙工(TDD)的射頻開關(guān)，共用一根天線。另外，在LNA之前可能會插入一個帶通濾波器，用于防止被強大的帶外干擾所阻塞或減敏。遺憾的是，雙工器和濾波器都是無源器件，都存在一定的射頻損耗。因為這些損耗發(fā)生在LNA之前，所以它們對總的靈敏度有很大的影響。因此，如果LNA噪聲系數(shù)具有一定的設(shè)計余量，那么雙工器和濾波器的損耗指標也許就不那么重要了。

　　除了低噪聲外，其它重要的性能參數(shù)還包括增益和線性度。無線基礎(chǔ)設(shè)施通常包含一個塔頂安裝的LNA，這個LNA需要通過一根長電纜連接到地面的無線電小屋，因此，為了克服電纜損耗，最好具有較高的增益。線性度之所以重要，是因為在塔周圍的射頻頻譜非常擁擠，因為要與其它無線服務(wù)共享基站。

　　本文的目的是要表明，從性能和成本角度考慮，單級GaAs PHEMT微波單片集成電路(MMIC)是實現(xiàn)無線基礎(chǔ)設(shè)施使用的3.5GHz LNA的最佳解決方案。

　　MMIC器件

　　圖1顯示了安華高公司MGA-635P8 MMIC的內(nèi)部和外部電路。內(nèi)部電路由制造在同一裸片上的一個共源共柵放大器(AMP)和一個有源偏置調(diào)節(jié)器(BIAS)組成。共源共柵拓撲結(jié)構(gòu)主要是根據(jù)3.5GHz時大于15dB增益這個要求設(shè)計的，因為以前采用相同的GaAs增強型偽形態(tài)高電子遷移率晶體管(ePHEMT)工藝的共源(CS)設(shè)計只能達到約13dB的增益。雖然兩級共源電路可以通過級聯(lián)達到期望的增益，但共源共柵拓撲結(jié)構(gòu)具有電流再使用的額外優(yōu)勢，即同一電流流經(jīng)兩級電路。

 　　圖1：(a)LNA電路和(b)PCB和元件。

　　在一些接收機實現(xiàn)中，當輸入信號很強時，LNA之后的增益級電路將被射頻開關(guān)旁路掉。開關(guān)切換引起的LNA負載匹配(ΓL)的變化將被傳回到輸入匹配 (S11)，因為該器件為非單向型(即S12≠0)。天線和輸入濾波器都是對端接非常敏感的器件，它們可能因S11變化而失諧。當S12接近于零時，S11對負載變化的敏感度會降低，(公式21) (當s12→0)。

 　　共源共柵拓撲的反向隔離是共源拓撲的1/200至1/2000，這是選擇共源共柵拓撲的第二個原因。由于直接轉(zhuǎn)換接收器對本地振蕩器的自混頻較靈敏，所以此器件同樣能從較好的隔離中受益。

　　共源共柵拓撲中的每個FET都只能得到總供電電壓Vdd的一半。因此，在低電壓工作時，共源共柵拓撲的增益和線性度可能要比共源拓撲低。EPHEMT 是實現(xiàn)共源共柵的理想選擇，因為其增益和線性度在Vds≥2V時非常穩(wěn)定。共源共柵輸出要與串聯(lián)RC網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)起來，以便提高工作頻率以上的穩(wěn)定性。

　　MMIC采用了成熟且極具成本效益的0.25μm工藝制造，其增益帶寬乘積fT超過30GHz。除了盡量減少達到目標增益所要求的電路級數(shù)外，較高的 fT也有利于實現(xiàn)低噪聲系數(shù)。另外，通過加倍金屬厚度，可以最大限度地減小電路互連中產(chǎn)生的Johnson噪聲。這種0.64x0.64mm芯片安裝在8 引腳的方形扁平無引腳(QFN，2x2x0.75mm)塑料封裝內(nèi)。

　　內(nèi)部偏置調(diào)節(jié)器允許通過RBIAS或外部施加的偏置電壓VBIAS控制LNA靜態(tài)電流(Ids)。調(diào)節(jié)器的低電流驅(qū)動要求(IBIAS≤1mA)與大多數(shù)CMOS器件兼容，并且可以在時域雙工(TDD)應(yīng)用中使用5V邏輯切換LNA(斷開LNA可以防止發(fā)射期間由于柵極電流增加引起的金屬遷移)。器件閾值電壓(VT)、前向跨導(dǎo)(gm)和RDS(導(dǎo)通)會隨溫度變化以及晶圓不同而改變，進而逆向改變工作點。在此設(shè)計中，在一顆芯片上集成偏置調(diào)節(jié)器和 LNA有助于穩(wěn)定工作點，因為VBIAS和VGS電壓可以通過相互"鏡像"來補償熱漂移和不同晶圓批次之間的gm變化。

片外電路

　　匹配、射頻去耦和偏置功能總共需要12個片外元件，因為這些功能無法集成在芯片上(表1)。

　　表1：LNA評估電路的物料清單。

　　C3、C6和L1提供柵極偏置的射頻去耦。C1-L3 L網(wǎng)絡(luò)將器件S11轉(zhuǎn)換為Z0，如圖2所示。輸入的中頻帶有意偏移完美的匹配狀態(tài)，以便能夠"環(huán)繞"Smith圖中心以獲得更寬帶寬。高通拓撲結(jié)構(gòu)可以復(fù)現(xiàn)低頻(LF)工作。

　　圖2：仿真得到的輸入匹配軌跡。

　　器件ZOUT在f0時已經(jīng)接近50Ω，因此不需要進一步匹配。C2和L2則分別用作隔直器和扼流圈。它們還隱含有高通特性，可進一步增強LF穩(wěn)定性。在第一次設(shè)計迭代過程中，L2用的是一個0402繞線電感，這將在最低頻點(11GHz)形成0.94的Rollett穩(wěn)定系數(shù)(k)。當L2在后來的原型中用多層0402電感代替時，這個最低系數(shù)k在10GHz可輕松的提高到1.2(見圖3)。我們認為這個多層電感在10GHz點具有更低的Q(品質(zhì)因數(shù))是穩(wěn)定性提高的根本原因。圖3中的仿真結(jié)果支持這一推測，即通過選擇更低Q值的L2可以提高穩(wěn)定系數(shù)k。

 　　圖3：仿真得到的k與頻率的關(guān)系：L2降低Q值的函數(shù)。10GHz時，將QUL從25降低至5可以提高穩(wěn)定系數(shù)k。

　　為L1-L3選擇的芯片電感應(yīng)具有比f0更高的自諧振頻率(SRF)。如此謹慎的做法可以確保3.5GHz處電感的運轉(zhuǎn)狀態(tài)具有可預(yù)測性。

　　由于輸出和輸入引腳的偏置電壓來自同一電源(Vdd)，因此，一部分輸出信號可能通過傳導(dǎo)的方式沿著公共的直流通路返回到輸入端。輸出和輸入信號的相量疊加可能形成增益紋波，甚至低于f0的振蕩。為了避免電源上發(fā)生意外的輸出至輸入反饋，需要使用去耦電容C3-C6將交流信號旁路到地。小電容和大電容的組合使用可以在更寬的頻譜上實現(xiàn)有害信號的抑制。

　　盡管輸入匹配電路具有高通響應(yīng)特性，但其有限的帶外抑制允許一定程度的低頻信號滲入。由于FET柵極在低頻時接近開路，所以信號將被反射回源極。由于入射和反射的輸入信號在頻率范圍內(nèi)存在相位變化，因此它們的矢量疊加將在輸入反射系數(shù)(ΓIN)上產(chǎn)生紋波，如圖4所示。在紋波尖峰超過單位1的頻率點，放大器可能會變得不穩(wěn)定。由此可以知道，穩(wěn)定性判據(jù)k在受影響的頻率處也將小于1。由R2和C6組成的解決方案給反射信號提供了電阻端接，因此可以降低 f0以下的紋波。

　　圖4：在增加R2-C6低頻端接網(wǎng)絡(luò)之前和之后測得的輸入反射系數(shù)。

　　為了在時域雙工(TDD)模式下切換LNA，RBIAS的Vdd端可以被重新連接到0/5V控制邏輯。切換時間受RBIAS和C6的大時間常數(shù) (τ=RBIAS·C6)限制。為了實現(xiàn)更快的導(dǎo)通，C6可以減小到與C3相同的值。在此評估板上，C6值為10pF時，測得的導(dǎo)通時間約為0.6μs。

　　面積為21.5x18mm2的PCB在10mil的Rogers RO4350材料上使用了帶共面地的微帶線。這種價格適中的基板具有適度的射頻性能，并且與FR4制造工藝兼容。由于RO4350 PCB本身較薄而太柔軟，因此需要在其地平面?zhèn)日迟N一塊1.2mm厚的FR4附加層進行加固，使PCB疊層足夠厚(1.45mm)，以適合使用標準邊緣安裝(edge-launch)射頻連接器的滑合座。

　　MMIC底部的中央板和引腳4必須使用盡可能短的路線連接到射頻地，以盡量減小有害的寄生效應(yīng)。如果在MMIC和PCB地平面之間存在明顯的寄生電感，可能出現(xiàn)包括增益下降和頻率大于10GHz的振蕩等問題。在MMIC下方直接放置4個過孔就可以實現(xiàn)到底部地平面的連接。根據(jù)良好的射頻使用習(xí)慣，所有未用的MMIC引腳也都連接到地。

元件和PCB建模

　　為了盡量減少甚至避免實際的調(diào)整，在建立原型之前需要通過仿真設(shè)計片外電路。預(yù)測潛在問題(如帶外不穩(wěn)定性)還有助于避免將錯誤的PCB版圖提交給制造部門。

　　為了便于匹配電路的設(shè)計，需要通過測量處于典型偏置條件下的定制設(shè)計夾具上的物理器件獲得MMIC散射參數(shù)(s2p)。這種特征化夾具使用與原型 LNA相同的PCB材料(10mil RO4350)。在利用穿透反射線(RTL)技術(shù)從原始數(shù)據(jù)中除去夾具效應(yīng)后，生成的s2p數(shù)據(jù)就反映了器件及其PCB封裝外形(即器件下方的安裝焊盤和基板)。然后把s2p文件導(dǎo)入安杰倫科技的ADS2006A軟件用于電路仿真。

　　在第一次仿真迭代過程中，可以采用簡化的等效電路對片外元件進行建模。雖然制造商提供的s2p文件可以用于構(gòu)建這些RLC無源器件的模型，但它們?nèi)狈﹄S時修改元件值的便利性，可能減慢仿真器中的調(diào)諧過程。另外，電容制造商提供的s2p數(shù)據(jù)在有效性方面有嚴格的限制，因為它沿著芯片長軸只有一個參考面，所以其只對于并聯(lián)電容才是準確的。因為串聯(lián)在射頻通路中的電容是真正的雙端口器件，需要兩個參考平面，即一個端子需要一個參考平面，所以這種數(shù)據(jù)無法準確地表述這種電容。

　　通過直觀地選擇最重要的寄生元件，可以創(chuàng)建簡化的RLC元件等效電路，正如Rhea描述的那樣。由2個或3個元件的等效電路組成的這些元件模型只能解決基頻諧振，而現(xiàn)實世界的無源元件具有多種更高的諧振頻率。更精確的建模技術(shù)(如基于測量的模型)可以覆蓋多種更高的諧振頻率，但是要求額外的測量和計算機優(yōu)化來開發(fā)。為了設(shè)計LNA阻抗匹配電路，可以容忍簡單模型的頻率限制，因為我們主要是對f0周圍的頻率范圍感興趣。值得注意的是，制造商提供的許多 s2p文件也是頻率受限的。

　　電感模型使用了最接近f0的頻率點(通常是1.7GHz或1.8GHz，具體取決于制造商，這在數(shù)據(jù)手冊中可以找到)規(guī)定的QUL典型值，然后可以使用Q∝√f關(guān)系外推到3.5GHz以上。電感的寄生電容(Cpst)從公布的SRF典型值計算得到，但需要增加額外的0.1pF，以代表與PCB焊盤有關(guān)的寄生電容。電容模型中的寄生電感(Lpst)遵循供應(yīng)商軟件中提供的值。

　　結(jié)果與討論

　　原型在以下條件下進行評估：5V供電電壓，3.5GHz中心頻率和室溫。通過使用3.3kΩ的RBIAS值將器件電流Idd設(shè)置為60±5mA。

　　最首要的設(shè)計目標是同時達到良好的反射損耗(IRL<-15dB)和低噪聲水平(F<1dB)。這個要求最初來自雙工器或濾波器對端接敏感的基站(BTS)市場部分。較老的基站實現(xiàn)通常依賴位于平衡LNA輸入端的隔離器或積分耦合器同時實現(xiàn)低反射損耗和噪聲系數(shù)。但是，鑒于成本和空間的考慮，較新的實現(xiàn)設(shè)法取消了隔離器或積分耦合器。在圖5中，在3.5GHz處測得的性能是：IRL=-16dB,ORL=-12dB和ISO=-32dB。在約300MHz處產(chǎn)生的最小反射損耗低于目標要求，然而并不需要重新調(diào)諧輸入匹配電路，因為其它要求已經(jīng)滿足。除此之外，還需要有比普通E12更高粒度的LC值，將中頻帶搬移到準確的3.5GHz。測量得到的ISO要比同樣尺寸的單個EPHEMT好13dB左右。

　　圖5：測量和仿真得到的輸入反射損耗(IRL)、輸出反射損耗(ORL)和反向隔離(ISO)與頻率的關(guān)系。

　　在3.5GHz測得的噪聲系數(shù)稍低于1dB。由于前述的輸入匹配誤差，最小值被偏移到3GHz。最小的F要比單個PHEMT參考約低0.1dB。最大增益17.6dB發(fā)生在2.6GHz，但保持了15.6dB的足夠增益。

　　對最終的LNA潛在的不穩(wěn)定性進行了徹底研究，結(jié)果見圖6所示的圖形。在通帶之外，增益單調(diào)地下降，其較小的拐點位于14GHz和18GHz。造成峰值的可能原因是元件諧振和輸入輸出耦合，但當這些峰值低于單位增益時，在尺寸不合適的金屬外殼中空腔共振風(fēng)險很小。從圖7還可以看出Rollett穩(wěn)定系數(shù)(公式31)，穩(wěn)定性指標D=|S11S22-S12S21|。這兩個指標都是根據(jù)測量到的板級s2p計算出來的。由于測量表明在整個評估的頻率范圍內(nèi) k>1和D<1，因此，能夠保證帶正實數(shù)部分的任何端接都具有絕對穩(wěn)定性。

　　圖6：測量和仿真得到的噪聲系數(shù)(F)和增益(G)與頻率的關(guān)系。

　　圖7：測量和仿真得到的增益(G)、Rollett穩(wěn)定系數(shù)(k)和穩(wěn)定性指標(D)與頻率的關(guān)系。

　　由于接收機元件具有非線性，相鄰?fù)ǖ佬盘柨赡苄纬扇A互調(diào)失真(IMD3)。由2f1-f2或2f2-f1關(guān)系確定的非線性不可能被濾除，因為它們非常接近有用信號。線性度的一個關(guān)鍵指標三階交點OIP3被定義為基頻信號功率(Pfund)和IMD3功率理論上的交叉點。在線性區(qū)域，OIP3可以利用公式3從IMD3幅度計算得到：

　　(公式3)

　　其中，ΔIM是基頻信號功率和互調(diào)產(chǎn)物功率之間的差值(單位dB)。

　　評估這個設(shè)計時使用了位于3500MHz和3501MHz的兩個輸入聲調(diào)。然而，不希望有其它頻率間距去明顯改變結(jié)果。如圖8所示，在由 Pi<-4dBm包圍的線性工作區(qū)域內(nèi)，OIP3≥35dBm。這要比單個PHEMT低1dB，這個值非常顯著，因為VDS在共源共柵拓撲中只有一半。IMD中的零點或最佳點位于-6dBm輸入驅(qū)動點，表明這是AB類操作。形成零點的原因是小信號IMD和大信號IMD在飽和開始時處于異相狀態(tài)。

　　圖8：測量得到的輸出功率(Po)、三階互調(diào)功率(IMD3)和三階交點(OIP3)與頻率的關(guān)系。

　　通過降低G和增加F使接收機減敏的阻塞現(xiàn)象可以由異步干擾源(如共享同一鐵塔的強大的發(fā)射機)或同步源(如經(jīng)過同時具有收發(fā)功能的收發(fā)器中的循環(huán)器或雙工器泄漏的信號傳輸)造成。因此，具有高增益抑制閾值的元件可以更加有效地抵抗阻塞。增益抑制主要是由放大器中的非線性轉(zhuǎn)移特性造成的，隨著作為次要因素的散熱漸增，放大器將被驅(qū)動到線性范圍之外。

　　圖9顯示了+19dBm的輸出1dB壓縮點(P1dB)，其類似于參考的單個EPHEMT。盡管共源共柵拓撲結(jié)構(gòu)具有更低的VDS，還是獲得了很高的 P1dB，因為GaAs更低的體積電導(dǎo)率具有更少的熱量損失，以及ePHEMT低膝點電壓(0.3V)在鉗位之前允許更大的電壓擺幅。允許電流Id像AB 類功放那樣與功率的平方成正比(即Id∝Po2)，也導(dǎo)致了更高的P1dB，在類似的設(shè)計中顯示了在2.4GHz處有4dB的改善。

　　圖9：測量到的G和Id與輸出功率(Po)的關(guān)系。

　　本文小結(jié)

　　至此，已經(jīng)用低成本、QFN2x2封裝的MMIC成功設(shè)計出了具有優(yōu)良噪聲系數(shù)、增益和線性性能的3.5GHz LNA。結(jié)合芯片級的偏置調(diào)節(jié)器、ESD保護和穩(wěn)定性網(wǎng)絡(luò)，可以將外部元件數(shù)量減少到12個。安華高的GaAs EPHEMT專有工藝可以在不降低增益、功率和線性度的條件下用單級電路實現(xiàn)+15dB的增益，這是因為共源共柵晶體管僅工作在VDD的一半。在 3.5GHz頻率點，共源共柵拓撲結(jié)構(gòu)與相同柵極寬度的單個EPHEMT相比，具有可觀的增益和隔離優(yōu)勢。未來的工作將專注于輸入匹配誤差的校正，和在較寬電源電壓范圍內(nèi)進行定性分析。