0 引言
    高速、寬分頻范圍的可編程頻率分頻器設(shè)計一直是射頻頻率綜合器設(shè)計中的難點(diǎn)，它的工作速度限制了頻率合成器輸出信號的最高頻率，它的相位噪聲影響頻率合成器的帶內(nèi)相位噪聲。文中設(shè)計的可編程分頻器應(yīng)用于移動數(shù)字電視接收機(jī)調(diào)諧芯片，該芯片兼容了DVB-H、DAB標(biāo)準(zhǔn)，接收的頻段覆蓋了460～900 MHz，1 400～1 500 MHz這兩個頻段。根據(jù)整個芯片的系統(tǒng)方案設(shè)計，可編程分頻器的工作頻率為2．4～4．0 GHz，實現(xiàn)的分頻比范圍為240～400，且為連續(xù)的。目前高速可編程分頻器主要包括基于雙模預(yù)分頻的吞脈沖分頻器和基于基本分頻單元的多模分頻器兩種結(jié)構(gòu)，前者因高速、結(jié)構(gòu)簡單等特點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用在射頻頻率綜合器當(dāng)中，同時，整個可編程分頻器單元模塊都采用基于源極耦合(SCL)結(jié)構(gòu)的模擬電路實現(xiàn)，相對于在低頻分頻部分采用數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)單元具有噪聲低、版圖面積小等優(yōu)點(diǎn)。檢測和置數(shù)邏輯時序的設(shè)計是可編程分頻器設(shè)計的重點(diǎn)，它直接影響到分頻器的工作頻率。本文中提出一種新的檢測和置數(shù)邏輯及電路實現(xiàn)，使得整個可編程分頻器的工作頻率提高了1倍。本文首先給出r可編程分頻器設(shè)計的整體結(jié)構(gòu)，著重描述了可編程分頻器檢測和置數(shù)邏輯電路的改進(jìn)方案；最后，給出了版圖設(shè)計以及電路后仿真結(jié)果。

1 可編程分頻器的結(jié)構(gòu)
1．1 整體結(jié)構(gòu)設(shè)計
    基于雙模預(yù)分頻器的可編程分頻器結(jié)構(gòu)如圖1所示，它由3部分構(gòu)成：N／N+1雙模前置預(yù)分頻器、可編程計數(shù)器、吞脈沖計數(shù)器。

    輸入的頻率首先經(jīng)過預(yù)分頻器進(jìn)行分頻，分頻比由吞脈沖計數(shù)器S給出一個信號Mode進(jìn)行控制?？删幊逃嫈?shù)器P和吞脈沖計數(shù)器S同時開始減計數(shù)，當(dāng)S計數(shù)器減計數(shù)減為0時，雙模預(yù)分頻器分頻比由N+1變?yōu)镹，S計數(shù)器停止計數(shù)，P計數(shù)器繼續(xù)減計數(shù)；當(dāng)P計數(shù)器減計數(shù)到0時，通過反饋回路使P，S計數(shù)器重新置數(shù)，開始新一輪的計數(shù)。因此在每一次計數(shù)過程中首先進(jìn)行了S次N+1分頻，再進(jìn)行了P-S次N分頻，故輸出信號為：
   
    分頻比M=PN+S。
    根據(jù)調(diào)諧器芯片系統(tǒng)所需要的頻率合成范圍及精度要求以及采用的TSMC 0．13／μm工藝，該設(shè)計將雙模前置分頻器設(shè)計為4／5雙模分頻器，P計數(shù)器為7位、S計數(shù)器為2位。因此該可編程分頻器可實現(xiàn)的最大分頻比為515。
1．2 4／5預(yù)分頻器結(jié)構(gòu)
    4／5預(yù)分頻器采用同步計數(shù)結(jié)構(gòu)，其結(jié)構(gòu)如圖2所示，由3個SCL結(jié)構(gòu)的D觸發(fā)器和兩個與非門構(gòu)成。Mode信號為分頻比控制信號，當(dāng)Mode為“1”時，預(yù)分頻器分頻比為5，當(dāng)Mode為“0”時，預(yù)分頻器分頻比為4。由于4／5預(yù)分頻器直接工作在VCO的輸出頻率下，是整個可編程分頻器工作頻率最高的部分，因此這部分的電路設(shè)計主要偏重于速度，其功耗是最高的。這部分電路采用SCL結(jié)構(gòu)的模擬電路來實現(xiàn)，SCL結(jié)構(gòu)的電路由開關(guān)管對尾電流的導(dǎo)通控制來實現(xiàn)邏輯電平的轉(zhuǎn)換，其工作速度高，滿足設(shè)計的要求。D觸發(fā)器由時鐘反連的2個D鎖存器構(gòu)成，同時為了減少門延遲以提高工作速度以及降低功耗，將與非邏輯門集成于D觸發(fā)器內(nèi)，帶有與非邏輯的D觸發(fā)器電路如圖3所示。

1．3 可編程計數(shù)器和吞脈沖計數(shù)器設(shè)計
    可編程計數(shù)器P和吞脈沖計數(shù)器S工作在分頻器頻率較低的頻段，采用簡單的異步計數(shù)器結(jié)構(gòu)實現(xiàn)分頻功能。這部分的電路一般有兩種實現(xiàn)方式：模擬電路和數(shù)字電路，在該設(shè)計采用基于SCL的模擬電路來實現(xiàn)，相對于數(shù)字電路實現(xiàn)雖然消耗了一定的靜態(tài)功耗，但電路噪聲很低，版圖面積小，性能更加好。整個可編程分頻器結(jié)構(gòu)如圖4所示。

    其中P計數(shù)器部分由7個帶置數(shù)功能的D觸發(fā)器構(gòu)成；S計數(shù)器部分由2個相同的D觸發(fā)器構(gòu)成，另外包括2個與非門構(gòu)成反饋邏輯控制預(yù)分頻器的分頻比；檢測和置數(shù)邏輯電路由5個與門和1個或門構(gòu)成。D觸發(fā)器和邏輯門電路都是由基于SCL結(jié)構(gòu)的模擬電路實現(xiàn)，全差分結(jié)構(gòu)。在P計數(shù)器和S計數(shù)器中，每個D觸發(fā)器構(gòu)成一個2分頻器，每個2分頻器再級聯(lián)。檢測和置數(shù)邏輯的功能是使得P計數(shù)器和S計數(shù)器計數(shù)完后自動置數(shù)，這部分的設(shè)計很關(guān)鍵，直接影響了整個分頻器的工作頻率，在本文中提出了一種新的檢測和置數(shù)邏輯，提高了分頻器的工作性能和工作頻率。以下通過對比傳統(tǒng)的檢測置數(shù)邏輯和改進(jìn)后的檢測與置數(shù)邏輯來說明改進(jìn)后的優(yōu)勢。
1．3．1 傳統(tǒng)的檢測與置數(shù)邏輯設(shè)計
   在傳統(tǒng)的基于雙模分頻器的可編程分頻器設(shè)計中，是對P計數(shù)器減計數(shù)到0時檢測，并通過一定的時序邏輯產(chǎn)生一個置數(shù)使能信號使得P計數(shù)器和S計數(shù)器進(jìn)行置數(shù)。其檢測與置數(shù)邏輯電路如圖5所示，當(dāng)P計數(shù)器減計數(shù)到0時，P計數(shù)器中每個D觸發(fā)器Qn端輸出都為1，這時級聯(lián)的與門邏輯輸出從0跳變到1，形成一個上升沿(為一個檢測信號)。這個上升沿作為帶有復(fù)位功能的D觸發(fā)器(DFF-RE)時鐘輸入，DFF-RE的復(fù)位端由4／5預(yù)分頻器輸出控制，即在嚴(yán)格的時序控制下，當(dāng)檢測到P計數(shù)器減計數(shù)到0時產(chǎn)生一個上升沿信號，此時DFF-RE打開，這個上升沿信號使得DFF-RE輸出從0變?yōu)?，一段時間后DFF-RE關(guān)閉，故形成了一個置數(shù)脈沖，使得計數(shù)器重新置數(shù)。

    在這種結(jié)構(gòu)中，檢測和置數(shù)的整個過程必須在輸入信號的一個周期內(nèi)完成，從而限制了分頻器的工作頻率。下面通過對傳統(tǒng)檢測置數(shù)邏輯的時序分析來說明在輸入頻率較高時出現(xiàn)掉脈沖的現(xiàn)象，其時序圖如圖6所示，其中fin為分頻器的輸入信號，fp為4／5分頻器的輸出信號，同時作為DFF-RE的復(fù)位信號，Ld0為P計數(shù)器計數(shù)到0時的檢測組合邏輯電路輸出的信號，Ld為置數(shù)使能信號，即DFF-RE的輸出信號，Mode為控制4／5分頻器分頻數(shù)的信號。由圖中可知，在P計數(shù)器減計數(shù)到0時，檢測邏輯輸出一個脈沖(Ld0)，從P計數(shù)到0到檢測脈沖信號產(chǎn)生有一個門延遲的t0，檢測脈沖到置數(shù)脈沖(Ld)的產(chǎn)生延遲時間為t1，Mode信號的產(chǎn)生延遲為t2。故從檢測到Mode信號上升沿的總延遲時間為t0+t1+t2，若這個總延遲時間大于了一個輸入信號的周期，如圖6所示，Mode信號控制的4／5預(yù)分頻器本該2次5分頻變?yōu)?次5分頻和1次4分
頻，從而出現(xiàn)了掉脈沖的現(xiàn)象，最終導(dǎo)致整個分頻比錯誤。

1．3．2 改進(jìn)的檢測與置數(shù)邏輯設(shè)計
    根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計要求，分頻器工作的最高頻率需達(dá)到4．0 GHz，基于傳統(tǒng)的檢測置數(shù)邏輯的分頻器很難穩(wěn)定的工作在此頻率下。因此，在該設(shè)計采用在P計數(shù)器減計數(shù)到1檢測，通過一定的時序控制下，當(dāng)P計數(shù)器計數(shù)到0時置數(shù)，這樣檢測和置數(shù)的過程在2個輸入脈沖周期內(nèi)完成，相對于計數(shù)到0檢測的分頻器，工作頻率可以提高2倍。以下具體分析改進(jìn)后的檢測置數(shù)邏輯時序。在改進(jìn)后的檢測置數(shù)邏輯中，如圖4所示，當(dāng)P計數(shù)器減計數(shù)到0000001時，P計數(shù)器中DFF3～DFF7的QN端輸出都為1，因此AND0輸出由0變?yōu)?，AND0輸出反相信號作為DFF-RE復(fù)位端信號，而4／5分頻器輸出的反相信號作為DFF-RE的時鐘信號。其檢測和置數(shù)時序邏輯圖如圖7所示，當(dāng)檢測到P計數(shù)到1后，DFF-RE便打開，置數(shù)脈沖的產(chǎn)生延遲為t0，Mode信號的產(chǎn)生延遲為t1，故由檢測到Mode上升沿信號的總延遲為t1+t2，相比圖6，少了一個門延遲，使得4／5預(yù)分頻器正確的進(jìn)行了2次5分頻，避免了掉脈沖的現(xiàn)象。從對改進(jìn)的檢測置數(shù)邏輯時序分析可知，改進(jìn)后的設(shè)計使得可編程分頻器能夠工作在更高的頻率下。

2 電路版圖設(shè)計及仿真結(jié)果
2．1 可編程分頻器版圖設(shè)計
    整體可編程分頻器的版圖如圖8所示，由于分頻器中各單元電路都是差分結(jié)構(gòu)，需要考慮到器件的匹配設(shè)計，同時對單元電路需要合理布局，以減小關(guān)鍵路徑的連線延遲和節(jié)省版圖面積。

2．2 可編程分頻器仿真結(jié)果
    本文的仿真結(jié)果是在提取版圖寄生參數(shù)后，進(jìn)行后仿真得到的結(jié)果。最高工作頻率可達(dá)4．5 GHz，在工作電壓2．5 V下消耗功率約為19 mW。圖9是工作頻率在4．5 GHz下，4／5分頻器的后仿真波形。圖10是可編程分頻器在4．5 GHz下，分頻比為450，P計數(shù)器預(yù)置數(shù)112，S計數(shù)器預(yù)置數(shù)2時的工作波形。從圖中可看出整個可編程分頻器能夠在4．5 GHz下實現(xiàn)正確的分頻。

3 結(jié)語
    對于射頻頻段的頻率綜合器，分頻器成為了制約環(huán)路速度的一個瓶頸。本文通過對吞脈沖結(jié)構(gòu)的可編程分頻器的檢測和置數(shù)邏輯電路的改進(jìn)，使得分頻器的工作速度可以達(dá)到4．5 GHz，滿足了多標(biāo)準(zhǔn)移動數(shù)字電視接收機(jī)調(diào)諧芯片的系統(tǒng)設(shè)計指標(biāo)，同時由于該分頻器具有連續(xù)的寬分頻比，使其也可應(yīng)用于其他射頻無線收發(fā)芯片中。同時，采用SCL結(jié)構(gòu)的模擬電路實現(xiàn)整個可編程分頻器使得芯片面積較小，約為106 μm×187μm。