摘 要： 提出一種新的復(fù)合型整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)" title="拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)">拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該整流器與傳統(tǒng)的多重化" title="多重化">多重化整流器相比，其THD達(dá)到了電力系統(tǒng)小于5%的要求，功率因數(shù)" title="功率因數(shù)">功率因數(shù)在0.95以上，且當(dāng)其作為三電平逆變器的輸入級時，能夠在整流側(cè)實(shí)現(xiàn)NPC功能，減輕了逆變側(cè)的控制負(fù)擔(dān)，對改善三電平變頻器的性能起著重要的作用。通過仿真驗證了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的合理性和控制策略的正確性。
關(guān)鍵詞： 多重化；復(fù)合型整流器；中點(diǎn)箝位控制；高功率" title="高功率">高功率因數(shù)；低諧波
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隨著變頻技術(shù)的快速發(fā)展，逆變技術(shù)、PWM調(diào)制技術(shù)等相關(guān)領(lǐng)域都有了長足的發(fā)展，但作為變頻器輸入級的高功率整流器等技術(shù)卻相對發(fā)展較慢[1]。目前，多數(shù)變頻器廠商的產(chǎn)品中采用不控整流二重化技術(shù)，其特點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡單，成本低，且相對于普通的不控整流結(jié)構(gòu)，其交流側(cè)電流諧波有了明顯的改善[2]。但其缺點(diǎn)仍十分明顯，如交流側(cè)THD仍較高、功率因數(shù)較低等，這將直接導(dǎo)致電力系統(tǒng)中諧波與無功的增加[3-4]。圍繞抑制諧波電流、提高整流器的功率因數(shù)等方面，本文提出了一種新型的復(fù)合型高功率因數(shù)整流器，從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、控制系統(tǒng)等幾個方面展開深入研究，并用Matlab/Simulink進(jìn)行仿真，結(jié)果表明本文提出的新型復(fù)合型整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其控制策略能夠?qū)崿F(xiàn)中高壓下的高功率因數(shù)和低輸入電流諧波的電能變換。
1 整流器主電路結(jié)構(gòu)及工作原理
1.1 復(fù)合型整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
新的復(fù)合型高功率因數(shù)整流器由不控和可控兩部分組成，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。交流側(cè)接變壓器的原端A、B、C三相。整流變壓器為三繞組接法，原端為單繞組三相，副端為雙繞組三相，繞組中點(diǎn)有抽頭，可在應(yīng)用于可控整流和不控整流中分別實(shí)現(xiàn)Y接法和△接法。當(dāng)二次側(cè)均為Y接法時，可應(yīng)用于復(fù)合型整流器中。繞組匝數(shù)比為
，輸出電壓" title="輸出電壓">輸出電壓較高的繞組每相通過串聯(lián)感抗與后面的不控整流橋臂構(gòu)成升壓型電路，輸出電壓較低的繞組每相通過串聯(lián)感抗與后面的可控整流橋臂構(gòu)成升壓型電路。這是由于不控整流相對于可控整流而言，其直流電壓利用率低，若要保證其輸出直流電壓在同一數(shù)量級，應(yīng)保證不控整流有相對較高的三相交流輸入電壓。不控整流單元采用功率二極管作為開關(guān)器件，可控單元采用IGBT反并聯(lián)二極管作為其開關(guān)器件。直流側(cè)，兩單元串聯(lián)后其連接點(diǎn)作為后續(xù)逆變電路的電位中點(diǎn)，兩側(cè)直流電壓經(jīng)吸收電容、濾波電容后對負(fù)載供電。與傳統(tǒng)的相移式多重化整流拓?fù)湟粯樱搹?fù)合型整流側(cè)拓?fù)渲忻總€開關(guān)器件和功率二極管在關(guān)斷時承受的電壓都為整流輸出電壓的一半。
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1.2 復(fù)合型整流器的工作原理
復(fù)合型多重化整流器是從相移式多重化整流器發(fā)展而來的。相移多重化整流器主要通過變壓器移相實(shí)現(xiàn)，變壓器輸出電壓的相移角度起到了關(guān)鍵的作用，多重化整流器消諧性能的好壞也取決于變壓器相移角度的準(zhǔn)確性。一旦出現(xiàn)偏差，相應(yīng)次數(shù)的諧波將不能完全消去，嚴(yán)重影響相移多重化整流器的性能。特別是在采用18脈動以上的結(jié)構(gòu)時，普通變壓器很難實(shí)現(xiàn)分?jǐn)?shù)角度的相移，需采用變壓器的曲折接法，其實(shí)現(xiàn)難度更高，精度更難于把握。在復(fù)合型多重化整流器中，變壓器的這種作用被減弱了，它不需要變壓器實(shí)現(xiàn)諧波的相移，而是通過PWM調(diào)制技術(shù)，使得可控整流產(chǎn)生的諧波成分與不控整流產(chǎn)生的諧波成分幅值相等，相位錯開180°，從而達(dá)到兩單元諧波成分移相、相消的目的。
復(fù)合型整流器的原理如圖2所示。圖中Us表示交流電源電壓，is為電源電流，iL1、iL2分別為不控和可控兩個整流單元的負(fù)載電流，iC1、iC2為不控和可控整流單元的交流側(cè)電流。電源電流is為不控和可控整流單元的交流側(cè)電流之和再乘以變壓器變比k獲得，即is=k(iC1+iC2)。不控整流單元為非線性作為諧波源，它產(chǎn)生諧波?？煽卣鲉卧饕蓛纱蟛糠纸M成，即指令電流運(yùn)算電路和補(bǔ)償電流發(fā)生電路(由電流跟蹤控制電路、驅(qū)動電路和可控整流電路三部分構(gòu)成)。系統(tǒng)基本工作原理是：檢測交流三相電源處的電流和電壓，經(jīng)指令電流運(yùn)算電路計算得出補(bǔ)償電流的指令信號，據(jù)此由補(bǔ)償電流發(fā)生電路產(chǎn)生補(bǔ)償電流，該補(bǔ)償電流與不控整流單元交流電流中要補(bǔ)償?shù)闹C波電流相抵消，最終得到期望的電源電流。
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2 復(fù)合型整流器的控制方法
2.1 諧波的抑制
(1)諧波的檢測
目前復(fù)合型整流器主要采用的控制方法包括基于諧波檢測控制方法、基于直流側(cè)電容電壓的控制方法和單周控制方法。本文設(shè)計的諧波檢測方法不同于上述幾種，其控制原理圖如圖3所示。
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在這種方法中只需要檢測網(wǎng)側(cè)電流，檢測的物理量少，控制系統(tǒng)得到了簡化。但為了保證控制的準(zhǔn)確性，需要利用瞬時無功理論計算其諧波含量。
設(shè)三相電路各相電壓和電流的瞬時值分別為ea、eb、ec和ia、ib、ic。由下面的變換可以得到α、β兩相瞬時電壓eα、eβ和α、β兩相瞬時電流iα、iβ。
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矢量圖如圖4所示，eα、eβ、iα、iβ分別為e、i在α、β軸的投影，瞬時有功電流ip和瞬時無功電流iq分別為電流矢量i在電壓矢量e及其法線上的投影，即：
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其bode圖如圖5所示。
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2.2 直流側(cè)中點(diǎn)電位控制方法
在變頻器的逆變側(cè)，由于能量流動的不平衡性，作為逆變電路一部分的電位中點(diǎn)同樣受到能量流動的影響，導(dǎo)致其電位不為零。但電位中點(diǎn)同樣與整流側(cè)相連，整流側(cè)的能量流動同樣會影響其電位的變化，只要這種變化趨勢能夠彌補(bǔ)逆變側(cè)帶來的影響，就能保證中點(diǎn)電位不變或在零附近波動。
根據(jù)復(fù)合型整流電路的特點(diǎn)，其不控單元整流部分的直流輸出電壓是不變且不可控的，因此控制中點(diǎn)電位的唯一途徑是改變可控單元的直流輸出電壓，使其跟蹤不控單元直流輸出電壓的變化，保持二者的相等關(guān)系。
在整流側(cè)控制中點(diǎn)電位平衡的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖6所示。不控單元與可控單元的直流側(cè)電壓采樣信號經(jīng)比較器比較后，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器反饋給電流內(nèi)環(huán)。為保證諧波電流發(fā)生電路具有良好的補(bǔ)償電流跟隨性能，必須將整流器直流側(cè)電容的電壓控制為一個適當(dāng)?shù)闹?。圖6指令電流運(yùn)算電路中虛線框內(nèi)的部分結(jié)合諧波電流發(fā)生電路實(shí)現(xiàn)對直流側(cè)電壓的控制。圖中，Vd1是可控單元直流輸出電壓的反饋量，Vd2是不控單元直流輸出電壓的反饋量，兩者之差經(jīng) PI 調(diào)節(jié)器后得到調(diào)節(jié)信號△ip，將它疊加到瞬時有功電流的直流分量ip上，這樣經(jīng)運(yùn)算在指令信號ich中就包含了一定的基波有功電流。諧波電流發(fā)生電路根據(jù)ich產(chǎn)生補(bǔ)償電流iL注入電網(wǎng)，使得可控整流單元的補(bǔ)償電流中包含一定的基波有功電流分量，從而使可控整流單元交流側(cè)電流補(bǔ)償不控整流單元交流側(cè)電流后，仍然能夠有足夠的能量流動到直流側(cè)，保持與不控整流單元直流電壓的平衡關(guān)系。
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3 仿真及實(shí)驗結(jié)果
將復(fù)合型整流器與傳統(tǒng)的相移式多重化整流器的仿真結(jié)果作對比，其交流側(cè)電流頻譜如圖7、圖8所示。
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由圖可見，普通的相移式多重化整流器中，其交流側(cè)電流諧波含量仍然較高，為12.46%，其諧波主要為6k±1(k=1，2，3…)次，且11、13 次諧波含量較高，占基波成分的8%左右。而新型復(fù)合型整流器的交流側(cè)諧波含量明顯降低，為0.51%，可以滿足電力系統(tǒng)對諧波小于5%的要求，且各次諧波含量都較小，比例較大的5、7 次諧波含量也僅為基波的0.3%左右。
新型高功率復(fù)合型整流器與傳統(tǒng)的相移式多重化結(jié)構(gòu)在功率因數(shù)方面的對比如圖9、圖10所示。
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可見，普通相移式多重化整流器由于沒有進(jìn)行閉環(huán)控制，所以不可能工作在單位功率因數(shù)下，且隨著負(fù)載及主電路參數(shù)的變化，其功率因數(shù)也會隨之改變。而新型的復(fù)合型整流器功率因數(shù)接近1，且當(dāng)負(fù)載及主電路的參數(shù)改變后其功率因數(shù)仍然能保證為1。
在逆變側(cè)，采用SVPWM控制方法，但不對中點(diǎn)電位進(jìn)行控制，當(dāng)采用相移二重化整流器供電時，其中點(diǎn)電位波形如圖11所示。此時由于大小矢量對中點(diǎn)電位的作用效果不同，中點(diǎn)電壓變化較大，遠(yuǎn)離零電平。
當(dāng)采用復(fù)合型多重化整流器供電時，其中點(diǎn)電位波形如圖12所示。此時通過在整流側(cè)采用中點(diǎn)電位控制，中點(diǎn)電壓在零附近波動，達(dá)到了控制中點(diǎn)電位平衡的要求。
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本文提出了一種復(fù)合型高功率因數(shù)整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，對該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理進(jìn)行了分析，并給出了諧波抑制以及中點(diǎn)電位平衡等問題的控制策略，仿真驗證了結(jié)論的正確性。
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