周細(xì)義，陳松，彭鑫，榮軍，謝澤明
?。ê侠砉W(xué)院 信息與通信工程學(xué)院，湖南 岳陽 414006）
摘要：設(shè)計了一種基于微處理器（MSP430G2553）的簡易數(shù)字控制開關(guān)電源。電源系統(tǒng)主電路采用單端反激式變換器，控制電路采用PWM調(diào)制方式控制TLP250進行隔離驅(qū)動。整個電源系統(tǒng)通過PID算法對系統(tǒng)進行閉環(huán)控制，可實現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定可調(diào)。系統(tǒng)硬件電路設(shè)計包括前級保護電路、整流橋電路、反激式功率變壓器、驅(qū)動電路、控制環(huán)路以及輸出濾波電路設(shè)計等。在完成整個系統(tǒng)的軟硬件設(shè)計后，整個系統(tǒng)各項性能指標(biāo)都通過了測試。系統(tǒng)可實現(xiàn)輸出電壓5 V~20 V可調(diào)，輸出電壓誤差小于5%，效率高于75%，負(fù)載調(diào)整小于3%，最大輸出紋波電壓為84 mV，并且具有過壓保護、界面顯示等功能。
關(guān)鍵詞：數(shù)字控制；開關(guān)電源；反激式變換器；脈沖寬調(diào)制
0引言
開關(guān)電源的功率管要求工作在高頻狀態(tài)下,因此它具有效率高、損耗小以及功率密度高等特點,現(xiàn)已廣泛應(yīng)用于工業(yè)自動化控制和家用電器等領(lǐng)域 ［1-2］。目前大多數(shù)開關(guān)電源采用模擬控制方式,其缺點是體積和重量大、誤差大以及維修和升級不便等。為了解決以上問題，數(shù)字控制開關(guān)電源已逐步取代模擬控制［34］。參考文獻(xiàn)［5］、［6］采用DSP作為數(shù)字控制芯片，其優(yōu)點是開關(guān)變換器運行速度快，缺點是DSP算法比較復(fù)雜，尤其是在控制多個開關(guān)管開通與關(guān)斷的情況下。因此本文研究了以微處理器MSP430G2553作為控制核心的簡易開關(guān)電源，數(shù)字控制系統(tǒng)設(shè)計完成后經(jīng)過測試具有設(shè)計容易、成本低、體積小，并具有較高的精度，目前已經(jīng)成功應(yīng)用于湖南理工學(xué)院省級電工電子實驗室，取得了不錯的成效。
1系統(tǒng)實現(xiàn)及主電路介紹
1.1系統(tǒng)組成結(jié)構(gòu)框圖
簡易數(shù)字控制開關(guān)電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示，整個系統(tǒng)由輸入整流濾波、開關(guān)變換器、控制電路和輸出整流濾波4部分組成。其中開關(guān)變換器采用反激式變換器，控制電路采用數(shù)字控制芯片STM32F103RCT6對整個開關(guān)電源進行調(diào)控。
1.2主電路工作原理介紹
數(shù)字控制開關(guān)電源主電路采用單端反激式變換器，其電路如圖2所示，主要由高頻變壓器T1、功率MOS管Q1、無源鉗位RCD電路和輸出整流電路組成。其工作過程是由PWM脈沖控制功率管Q1開通和關(guān)斷，當(dāng)MOS管Q1導(dǎo)通時，高頻變壓器T1的初級繞組Np上便被施加輸入電壓，由于次級整流二極管D1反接，T1的次級繞組Ns沒有電流流過。當(dāng)功率管Q1關(guān)斷時，T1的次級繞組Ns上電壓極性呈現(xiàn)上正下負(fù)，整流二極管D1正向?qū)?，功率管Q1導(dǎo)通期間儲存在變壓器T1中的能量便通過整流二極管D1向輸出負(fù)載釋放。
2系統(tǒng)軟硬件設(shè)計
數(shù)字控制開關(guān)電源工作原理結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示，主要包括整流電路、RCD鉗位電路、反激變換電路、輸出濾波電路、反饋電路以及控制電路等。220 V交流電壓Ui經(jīng)過降壓變壓器變?yōu)榻涣麟?8 V，再通過整流橋和濾波后變?yōu)?5 V左右的直流，主控芯片通過產(chǎn)生PWM脈沖來控制反激變換器進行DCDC變換，使系統(tǒng)輸出穩(wěn)定的電壓。為了保證最終輸出電壓穩(wěn)定，需要進行反饋調(diào)節(jié)，主控芯片內(nèi)置ADC對輸出電壓Uo進行采樣，將采樣電壓與設(shè)定值進行比較，通過對比誤差快速調(diào)整PWM使開關(guān)管做出相應(yīng)調(diào)整，保證輸出電壓穩(wěn)定。本文通過按鍵對輸出電壓值進行設(shè)定，電壓值由液晶進行顯示。
2.1整流濾波電路設(shè)計
整流濾波電路由整流橋和濾波電容組成，交流電壓經(jīng)整流橋整流后，再經(jīng)過一個濾波電容濾波，輸出直流電壓，其電路如圖4所示。在選擇整流橋時，需要考慮整流橋的最大反向擊穿電壓VBR的耐壓值， VBR最小取值應(yīng)該滿足式（1）要求。
VBR>1.25
AC(max)(1)
由于本文中的輸入電壓為交流220 V±20 V，經(jīng)過變壓器降壓后變成交流18 V，故最大輸入交流為18 V，因此可計算出整流橋反向擊穿電壓VBR為：
VBR>1.25×
×18≈32 V(2)
為了確保整流橋的安全，可選擇60 V 10 A的整流橋。
2.2鉗位電路設(shè)計
反激變換器在功率管關(guān)斷Q1的瞬間，由變壓器T1的漏感與功率管Q1的輸出電容造成的諧振尖峰電壓加載在功率管Q1的漏極，如果不加以限制，功率管Q1很容易被損壞。因此需在功率管Q1的漏極設(shè)計RCD鉗位電路，對諧振尖峰進行鉗位。鉗位RCD電路位于如圖5所示反激變換器虛線框圖中。當(dāng)功率管Q1開通時，變壓器T1處于儲能狀態(tài)，二極管D2被施加反向電壓，此時鉗位電路被斷開。當(dāng)功率管Q1處于關(guān)斷時，二極管D2導(dǎo)通，鉗位電路開始工作，變壓器T1的漏感能量大部分轉(zhuǎn)移至鉗位電容C1中，并在功率電阻R1上消耗掉，這樣使變壓器漏感引起的諧振尖峰得到很好的抑制。
2.3驅(qū)動電路設(shè)計
控制功率管Q1開通和關(guān)斷的脈沖信號源來自本開關(guān)電源系統(tǒng)的主控芯片MSP430G2553，由于直接從主控芯片端口出來的脈沖信號驅(qū)動能力有限，不足以驅(qū)動MOS管開關(guān)，因此需要設(shè)計驅(qū)動電路，提高脈沖信號的驅(qū)動能力。由于本文采用IRF540的導(dǎo)通電壓在10 V以上，直接從主控芯片I/O口輸出的PWM脈沖幅度只能達(dá)到3.3 V，不能直接驅(qū)動IRF540。將PWM脈沖接入光耦TLP250，其輸出PWM幅度等于光耦的供電電壓，光耦供電電壓取12 V，則經(jīng)過驅(qū)動電路后，輸出的PWM脈沖幅度可達(dá)12 V，可以驅(qū)動IRF540。驅(qū)動電路如圖6所示［7］。
2.4輸出采樣電路設(shè)計
反饋回路中需要對輸出電壓進行采樣，由于設(shè)定的輸出電壓在5 V~20 V，采樣ADC不能直接對輸出電壓進行采樣，因此需要設(shè)計采樣電路。采樣電路主要由分壓電路和濾波電路組成。對于分壓電路，本文采用的主控芯片內(nèi)置ADC只能對3.3 V以下的電壓進行準(zhǔn)確測量，因此需要對輸出電壓進行分壓?？梢赃x擇分壓倍數(shù)為10倍的分壓電阻。經(jīng)過分壓后采樣電壓是原來的1/10，電壓從5 V~20 V變?yōu)?.5 V~2 V，同時誤差電壓相應(yīng)地縮減為原來的1/10。為使ADC采樣電壓更加精確，可設(shè)計濾除采樣電壓中由開關(guān)頻率引起的電壓毛刺，因此在ADC采集前設(shè)計一個二階無源低通濾波器對采樣電壓濾波。輸出采樣電路如圖7所示。
2.5輔助電源電路設(shè)計
本系統(tǒng)采用的器件中有些是有源器件，有源器件對供電電壓要求不一，故本系統(tǒng)需要設(shè)計輔助電源，對不同器件進行供電［8］。本系統(tǒng)中，主要是對驅(qū)動芯片TLP250和主控模塊分別進行供電。TLP250的供電電壓設(shè)計為12 V，主控模塊設(shè)計的供電電壓為5 V。對于12 V電源設(shè)計采用三端集成穩(wěn)壓器LM7812作為12 V輔助電源穩(wěn)壓器，LM7812三端穩(wěn)壓器外圍電路簡單，輸入電壓最大可達(dá)40 V，輸出電壓為穩(wěn)定的12 V，采用LM7812可將系統(tǒng)輸入的25 V左右直流穩(wěn)壓至12 V給TLP250供電，其電路圖如圖8所示。
5 V輔助電源的設(shè)計采用三端集成穩(wěn)壓器LM7805，LM7805外圍電路簡單，輸出電壓穩(wěn)定，采用LM7805可將12 V轉(zhuǎn)為5 V。其電路設(shè)計如圖9所示。
2.6系統(tǒng)控制算法軟件實現(xiàn)
軟件設(shè)計主要完成以下工作：（1）運用AD對輸出電壓采樣，運用PID算法進行快速PWM脈寬調(diào)制，使輸出電壓穩(wěn)定；（2）通過按鍵控制輸出電壓實現(xiàn)步進調(diào)制；（3）能通過LCD液晶顯示輸出電壓值。為使程序易于編寫、查錯、測試、維護、修改、更新和擴充，在軟件設(shè)計中采用了模塊化設(shè)計，將整個軟件劃分為初始化模塊、ADC信號采集模塊、PID運算處理模塊、PWM波生成模塊、液晶顯示模塊以及按鍵設(shè)置模塊。其中，以PID運算處理模塊為核心，軟件主流程圖如圖10所示［910］。
3實驗結(jié)果及分析
數(shù)字控制開關(guān)電源的設(shè)計指標(biāo)：輸入電壓交流220 V±20 V；輸出電壓可調(diào)范圍為5~20 V；輸出電壓精度小于±5%，且步進1 V可調(diào)，同時具有輸出電壓數(shù)字顯示功能；負(fù)載調(diào)整率≤2%，輸出紋波≤100 mV，電源效率≥75%；最大輸出功率為60 W。數(shù)字電源設(shè)計完成后的電路實物圖如圖11，對其進行測試，測試儀器選用FLUKE 17B數(shù)字萬用表以及RIGOL MSO2202A數(shù)字存儲示波器。下面分別給出輸出電壓精度測試、電源效率測試、紋波測試以及負(fù)載調(diào)整率測試結(jié)果。
3.1輸出電壓精度測試
首先對開關(guān)電源所帶負(fù)載分別為空載和有載情況下進行輸出電壓精度測試，結(jié)果分別如表1和表2所示，其中表中的UO為理論電壓值，U′O為實際輸出電壓，從表中可以看出電源空載和有載運行時，其誤差最大為5%，完全達(dá)到設(shè)計要求。
3.2電源效率測試
本文對電源效率的測量采用計算法，在開關(guān)電源接入輕負(fù)載和滿負(fù)載的情況下分別進行測試。輕負(fù)載測試條件選擇輸出電壓10 V，輸出電流1 A。開關(guān)電源系統(tǒng)正常工作情況下，輸出接入10 Ω/20 W功率電阻，輸出電壓調(diào)至10 V，此時測得輸入電壓Uin為25.1 V，輸入電流Iin為0.45 A，輸出電壓UO為9.8 V，輸出電流Io為0.97 A。根據(jù)效率計算公式可得輕負(fù)載條件下的效率為：
滿負(fù)載測試條件選擇輸出電壓20 V，輸出電流3 A。開關(guān)電源系統(tǒng)正常工作情況下，輸出接入6.5 Ω/100 W功率電阻，輸出電壓調(diào)至20 V，此時可測得Uin為25.2 V，Iin為3.1 A，測得UO為20.2 V，Io為2.95 A。同樣可以算出滿負(fù)載條件下的效率為：
從上面計算可知系統(tǒng)在輕負(fù)載和滿負(fù)載情況下系統(tǒng)效率均大于75%，符合設(shè)計指標(biāo)要求。
3.3紋波測試
本文所設(shè)計的開關(guān)電源輸出的紋波屬于高頻窄波，所以選擇峰峰值作為開關(guān)電源紋波的測量方法。輸出紋波在輕負(fù)載和重負(fù)載測試結(jié)果分別如圖12和13所示。從圖中可以看出在輕負(fù)載情況下，紋波最大值為52 mV，在重負(fù)載情況下，紋波最大值為84 mV，完全符合設(shè)計指標(biāo)小于100 mV的要求。
3.4負(fù)載調(diào)整率測試
負(fù)載調(diào)整率的測試方法為在交流輸入情況下，分別測量負(fù)載為空載和重負(fù)載的直流輸出電壓U1和U2，然后根據(jù)式（5）可得到負(fù)載調(diào)整率。
通過測試得到U1為15.2 V、U2為14.8 V，則計算得到負(fù)載調(diào)整率為：
4結(jié)論
本文設(shè)計了一個數(shù)字控制直流開關(guān)電源系統(tǒng)，系統(tǒng)的設(shè)計過程為：系統(tǒng)的方案論證、核心器件的選型、模塊化的硬件設(shè)計、系統(tǒng)的軟件設(shè)計和系統(tǒng)的綜合調(diào)試。從測試數(shù)據(jù)來看，本設(shè)計的指標(biāo)都已達(dá)到設(shè)計要求，電壓精度、輸出電壓紋波、負(fù)載調(diào)整率、AC/DC變換效率等都很好地滿足了設(shè)計要求。
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