1 引言
傳統(tǒng)逆變電源是由逆變器、工頻變壓器和周波變換器組成。由于應用工頻變壓器，使得整個逆變電源又大又笨重，轉換效率難以提高。為了克服傳統(tǒng)逆變器的上述缺點，滿足人們對現(xiàn)代電源高功率密度、高效率、高可靠性、小型化的要求，近幾年來高頻鏈逆變技術成為研究的熱點。其中電流源型高頻鏈逆變技術已經(jīng)得到廣泛研究[1]。電流源型高頻鏈逆變電源以全橋結構最具代表性，其組成是以反激式
目前研究較多的電流型高頻鏈逆變器是由前級高頻逆變和周波變換器組成，電路結構基本沒有變化，因此控制策略的進一步優(yōu)化顯得格外重要，優(yōu)良的控制策略能夠提高系統(tǒng)的跟蹤性能與穩(wěn)定性，最終使系統(tǒng)得到良好的輸出特性。目前高頻鏈逆變器控制策略主要有以下三種方法：①正弦脈沖脈位控制策略（SPWPM），采用該方法，前級高頻逆變器采用移相SPWM控制，直流側逆變橋的開關管可以實現(xiàn)部分條件下的軟開關，周波變換器開關管始終工作在同步的高頻開關狀態(tài)[2，3]；②雙極型移相SPWM控制策略，前級逆變器采用雙極型PWM控制，高頻變壓器傳遞占空比為0.5的高頻交流脈沖方波，周波變換器工作在高頻開關狀態(tài)，實現(xiàn)移相調壓控制[4]；③前級高頻逆變橋采用高頻開關，而周波變換器采用低頻開關策略，周波變換器驅動脈沖周期為輸出交流電壓周期，與前級高頻逆變器驅動脈沖無關，周波變換器為低頻開關，但是該控制策略只能實現(xiàn)能量的單向流，逆變器負載適應性差，并且周波變換器的開關管承受很大的電壓應力。采用方法1和方法2高頻鏈逆變器可以實現(xiàn)雙向功率流，但是周波變換器開關管一直為高頻開關，所以開關損耗比較大。因此尋找一種能夠能量雙向流、具有更高變換效率、較小電壓應力且簡單的周波變換器的驅動方法顯得很有意義。
為此，本文提出一種控制策略——正弦脈沖脈位調制混合控制策略。此種控制方法不再依賴現(xiàn)有的PWM
2 全橋高頻鏈逆變器工作原理
圖1為全橋高頻鏈逆變器的電路拓撲結構，直流輸入經(jīng)逆變電路、高頻變壓器和周波變換器輸出交流到負載[5]。高頻變壓器傳遞的是正弦脈沖脈位調制波，由于全橋電路的能量可以雙向流動，因此整個能量傳遞可以分為兩個過程，定義為：①能量正向傳遞階段（從直流到交流）；②能量回饋階段（從交流到直流）。
圖1 全橋式高頻鏈逆變器主電路
在能量正向傳遞階段，S1、S2和S3、S4分別進行高頻斬波，而S5、S6的開關頻率跟隨負載為低頻，且當輸出電壓U0為正時，使S5常通，當輸出電壓U0為負時，使S6常通，這樣分別使Uin、S1、S3、L1、L2、S5、Vd6、C0和ZL組成一組Flyback變換器，實現(xiàn)直流電源向負載傳遞能量，使負載得到交流正半周波形；使Uin、S2、S4、L1、L2、S6、Vd5、C0和ZL組成另一組Flyback變換器，實現(xiàn)直流電源向負載傳遞能量，使負載得到交流負半周波形。當能量回饋時，Uin、L1、L2、S5、S6、Vd1、Vd2、Vd3、Vd4、C0和ZL分別組成兩組Flyback變換器。無論負載為感性還是容性，S5仍然在輸出電壓C0為正時保持常通，此時當輸出電流I0與輸出電壓U0反相時，S6高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋；而S6仍然在輸出電壓U0為負時保持常通，此時當輸出電流I0與輸出電壓U0反相時，S5高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋。
可以看出全橋高頻鏈逆變器在接感性與容性負載實現(xiàn)能量回饋的時候，周波變換器才和一次側的高頻逆變橋的驅動脈沖同步，為高頻工作。因此周波變換器的驅動邏輯與輸出電壓與電流的極性有關[6]。具體的控制波形如圖2所示。
圖2 主電路控制波形
3 控制回路設計
全橋電流源高頻鏈逆變電路采用電壓瞬時反饋的SPWM控制方案，控制方案如圖3所示。其中電壓給定為Uref，電壓調節(jié)器的輸出為Ur，電壓調節(jié)器的反向值為Um，它們分別與同一個載波Ut進行比較，產(chǎn)生UGS1、UGS3和UGS2、UGS4來分別驅動高頻逆變橋的開關管S1、S3、和S2、S4[7]。而UGS5與UGS6為產(chǎn)生的高頻同步信號，SP為輸出電壓 經(jīng)過過零比較后得到的邏輯信號，SF為能量回饋邏輯信號。根據(jù)對輸出電壓與電流進行過零比較來判斷得到的邏輯信號SP與SF，與高頻同步信號UGS5、UGS6進行邏輯組合后，就可以得到周波變換器的具有雙向能量流動特性的驅動信號。其邏輯組合式如1式所示。
（1）
其中
圖3 高頻鏈逆變器控制框圖