0 引言

　　傳統(tǒng)的反激變換器" title="反激變換器">反激變換器，因其相對(duì)簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)以及能實(shí)現(xiàn)升降壓功能而在DC／DC場(chǎng)合中得到了廣泛使用．但是，由于反激變換器的變壓器同時(shí)還兼作為電路中的電感使用，所以氣隙較大，不可避免的漏感也較大。在電路原邊開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，該漏感會(huì)和原邊開(kāi)關(guān)管上的結(jié)電容產(chǎn)生寄生振蕩，從而在原邊丌關(guān)管上產(chǎn)生電壓尖剌，使之承受高的電壓應(yīng)力，同時(shí)，該振蕩還是一個(gè)EMD源，給電路帶來(lái)EMI方面的問(wèn)題。傳統(tǒng)的RCD箝位電路將存儲(chǔ)在變壓器漏感中的能量，全都消耗在箝位電阻上，在一定程度卜緩解了這個(gè)壓力，但是，降低了電路的效率。如果采用一個(gè)有源箝位" title="有源箝位">有源箝位的電路來(lái)取代傳統(tǒng)的RCD箝位電路的話，就能很好地解決這個(gè)問(wèn)題。

　　1 有源箝位電路

　　典型的有源箝位電路如圖1所示。

　　有源箝位的反激變換器除了能將漏感上的能量反饋到輸出，提高電路效率外，還具有以下幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)：首先，電壓箝位效果良好，能減少開(kāi)關(guān)管上的電壓應(yīng)力；其次，電路原邊的主管和輔管都可實(shí)現(xiàn)ZVS，從而減少電路的開(kāi)關(guān)損耗。這個(gè)特性對(duì)于高壓輸入的場(chǎng)合特別重要。由于開(kāi)關(guān)管上的電壓是諧振到零的，這樣既限制了電壓關(guān)斷時(shí)的dv／dt，同時(shí)箝位電容和變壓器原邊諧振電感的諧振還限制了副邊整流管關(guān)斷時(shí)的di／dt；通過(guò)恰當(dāng)?shù)卦O(shè)計(jì)箝位電容的值，還可以實(shí)現(xiàn)副邊整流二極管的ZCS，從而減少或消除了整流管的開(kāi)關(guān)損耗和由于二極管反向恢復(fù)引起的開(kāi)關(guān)噪聲，從而有效地減少了電路的EMI。

　　正是由于這些優(yōu)點(diǎn)，有源箝位反激變換器受到廠業(yè)界的重視。該電路不但可以作為普通的DC／DC變換器使用，而且還可以用作一個(gè)性能優(yōu)良的PFC電路。

　　傳統(tǒng)的反激變換器中存在著“電感電流連續(xù)(CCM)”和“電感電流斷續(xù)(DCM)”兩種不同的工作狀態(tài)。這兩種不同的工作狀態(tài)在有源箝位反激變換器當(dāng)小也分別體現(xiàn)不同的工作特點(diǎn)。CCM的有源箝位反激變換器和傳統(tǒng)的反激變換器一樣，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，變壓器原邊的激磁電流始終大于零；而DCM的有源箝位反激變換器中變壓器原邊的激磁電流卻會(huì)出現(xiàn)斷續(xù)的狀態(tài)，當(dāng)激磁電

　　流到零的時(shí)候，在箝位電容的作用下，變壓器原邊的激磁電流將反向流動(dòng)，從而在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)體現(xiàn)為一個(gè)正負(fù)交變的量。文獻(xiàn)[4]詳細(xì)地分析了CCM狀態(tài)下的有源箝位反激變換器的工作過(guò)程以及設(shè)計(jì)中的注意事項(xiàng)。從中可知，CCM狀態(tài)下的有源箝位反激變換器同傳統(tǒng)的反激變換器一樣，具有電流紋波小，電路導(dǎo)通損耗小，適合于功率大的輸出場(chǎng)合等優(yōu)點(diǎn)。但該工作狀態(tài)需要一個(gè)外加諧振電感來(lái)實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管的ZVS(如圖1中的Lr)，而且軟開(kāi)關(guān)" title="軟開(kāi)關(guān)">軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)和負(fù)載有關(guān)．只能在一定的負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)。

　　但是，保證電路在全范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)有著重大的現(xiàn)實(shí)意義，因?yàn)椋秶涢_(kāi)關(guān)能保證整個(gè)電路的工作狀態(tài)一致，特別是保證電路的EMl的性能一致，從而減小了整個(gè)電路的EMI濾波器。為此，本文對(duì)有源箝位反激變換器進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)，以保證整個(gè)電路從空載到滿載范圍內(nèi)都能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。

　　文章首先對(duì)電路的工作狀態(tài)進(jìn)行了詳細(xì)的分析，而后給出了電路當(dāng)中關(guān)鍵元器件的設(shè)汁依據(jù)，最后，用一個(gè)100W／100kHz的樣機(jī)驗(yàn)證了該電路的高效率和優(yōu)良的全負(fù)載范圍內(nèi)的軟開(kāi)關(guān)特性。

　　2 電路的工作原理

　　圖1是有源箝位反激變換器的基本原理圖。圖中Lr為變壓器的漏感，Lm為變壓器原邊的激磁電感，Cr為主管和輔管的等效結(jié)電容之和，Cc為電路的有源箝位電容，Vin為輸入直流電壓，Vo為輸出電壓，Vcc為箝位電容穩(wěn)態(tài)工作時(shí)電壓。

　　圖2是有源箝位反激變換器的等效工作狀態(tài)圖。圖3表明了有源箝位反激變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)的幾個(gè)關(guān)鍵波形。電路的工作狀態(tài)如下所述。

　　Mode1[t0，t1] 在t0時(shí)刻，主管S1導(dǎo)通，輔管S2關(guān)斷。輸出整流二極管D1承受反向電壓。S2的體內(nèi)反并聯(lián)二極管也反向偏置。Lm和Ln上的電流在Vin的作用下線性上升。

　　Mode 2[t1，t2] 在t1時(shí)刻，Sl關(guān)斷。Lm和Lr一起同Cr進(jìn)行諧振，利用激磁電流(此時(shí)激磁電流與流過(guò)漏感的電流相等)給Cr充電。S2處于關(guān)斷狀態(tài)，S2體內(nèi)二極管繼續(xù)反向偏置。

　　Mode 3[t2，t3] 在t2時(shí)刻， Cr被充電到vDS1=Vin+Vcc（Vcc≈nVo）為箝位電容穩(wěn)態(tài)工作時(shí)的電壓)；此時(shí)，S2的體內(nèi)二極管開(kāi)始導(dǎo)通，Lm和Lr同Cc進(jìn)行諧振，利用激磁電流給Cr充電。由于Cc遠(yuǎn)大干Cr幾乎所有的激磁電流都通過(guò)二極管流向箝位電容，同時(shí)Lm和Lr進(jìn)行分壓，勵(lì)磁電壓即變壓器一次電壓Vpri為

　　Mode，4[t3，t4] 在t3時(shí)刻，vpri足夠的小，D1正向?qū)āＷ儔浩鞯脑呺妷壕捅惑槲辉趎Vo。這時(shí)，Lr和Cc進(jìn)行諧振，利用激磁電流給Cr充電。為了能實(shí)現(xiàn)S2的ZVS，S2必須在諧振電流反向之前觸發(fā)導(dǎo)通。

　　Mode 5[t4，t5] 在t4時(shí)刻，S2關(guān)斷，使得Cr詖迅速地從電路中斷開(kāi)。同時(shí)，Lr和Cr諧振，變壓器的原邊電壓仍然被箝位在nVo。當(dāng)Lr上面的電流等同于Lin上的電流時(shí)，副邊電流減少到零，D1反向截至，變壓器原邊的電壓開(kāi)始反向。

　　Mode 6[t5，t6] 在t5時(shí)刻，儲(chǔ)存在Lr和Lm內(nèi)的能量大于儲(chǔ)存在Cr中的能量，Cc上的電荷將被放完，同時(shí)，S1的體二極管開(kāi)始導(dǎo)通；如果在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)S1被觸發(fā)導(dǎo)通，那么就可以實(shí)現(xiàn)ZVS。同時(shí)，對(duì)于Lin和Lr而言，兩端的電壓為Vin，電感上的電流又開(kāi)始線性上升。在t6時(shí)刻，S1導(dǎo)通，進(jìn)入下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，開(kāi)關(guān)周期Ts=t6-t0。

　　從上面的分析可以得巾以下結(jié)論：該電路正是通過(guò)讓有源箝位的反激變換器工作在DCM狀態(tài)下，利用變壓器原邊激磁電感參與電路的諧振，在S1導(dǎo)通之前，利用變壓器原邊激磁電感上的能量將結(jié)電容Cr上的電壓諧振到零，從而實(shí)現(xiàn)電路的ZVS。閱此．該電路就不需要再外加一個(gè)諧振電感來(lái)實(shí)現(xiàn)ZVS。所以，在文獻(xiàn)[4]中，Lr為變壓器的漏感和外加的諧振電感之和，而在本文中，Lr僅為變壓器的漏感。

　　在低功率，高電壓的場(chǎng)合，該電路的優(yōu)點(diǎn)不僅局限在全范圍軟開(kāi)關(guān)上，而且還省去了外加諧振電感。因?yàn)?，如果想在低功率、高電壓的?chǎng)合將結(jié)電容Cr上的電壓諧振到零，該諧振電感的取值可能高達(dá)幾百μH。

　　但是，和傳統(tǒng)的反激電路的DCM的工作狀態(tài)一樣，該電路的最大的缺點(diǎn)就是其電流紋波比較大，因?yàn)?，電路原邊電流中始終存在一個(gè)和輸出功率無(wú)關(guān)的交流分量，這個(gè)交流分量將在原邊的開(kāi)關(guān)管上產(chǎn)生不必要的導(dǎo)通損耗，而且由于設(shè)計(jì)在斷續(xù)工作狀態(tài)下，這個(gè)交流分量的峰峰值比CCM來(lái)得高，從而將在一定程度上影響電路的效率。

　　3 電路的工作特點(diǎn)和主要元器件設(shè)計(jì)

　　為了保證電路具有良好的工作狀態(tài)，從而在全范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，電路中的關(guān)鍵元器件的設(shè)計(jì)顯得相當(dāng)重要。

　　3.1 變壓器的設(shè)計(jì)(激磁電感Lm的設(shè)計(jì))

　　在電路中變壓器小儀傳遞能量，而且還充當(dāng)儲(chǔ)能元件，另外，該激磁電感還參與了和結(jié)電容Cr的諧振，是保證電路在全范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的重要因素。

　　為了保證該有源箝位反激變換器工作在DCM狀態(tài)下，該激磁電感值不可能太大。其設(shè)計(jì)思路和傳統(tǒng)的OCM反激變換器的變壓器設(shè)計(jì)是完全一致的。

　　——DCM有源箝位反激電路原邊激磁電感電流的最大直流平均值為

　　式中：Iin為輸入電流；

　　Iin為輸出電流；

　　D為S1的占空比；

　　n為變壓器原副邊的匝比。

　　一一為了讓電路能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，則必須在S2關(guān)斷的時(shí)候，使Lm中存儲(chǔ)的能量能保證將Cr上的電壓諧振到零。所以，激磁電感中的最小電流Icri必須滿足式（3）。

　　式中：fs為電路的工作頻率。

　　由于該變換器原邊通過(guò)的電流可以分解成為直流分量和交流分量?jī)刹糠?。其中直流分量的大小和輸出功率成正比，而交流分量的大小僅僅和輸入電壓的高低和變壓器的原邊激磁電感的大小有關(guān)，這部分能量只是在原邊進(jìn)行環(huán)流，該值的大小決定了電路原邊廾關(guān)管上的電流峰值以及由此而產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗。所以，輸入電壓一定時(shí)，在保證電路全范圍軟開(kāi)關(guān)的正常工作條件下，原邊激磁電感值應(yīng)盡可能大。

　　3.2 箝位電容Cr的設(shè)計(jì)

　　由于Cc和Lm的諧振斜率還決定了副邊整流管關(guān)斷的di／dt；所以，完全可以通過(guò)Cc的恰當(dāng)設(shè)計(jì)，來(lái)實(shí)現(xiàn)副邊整流二極管的ZCS，從而達(dá)到減小整流二極管的開(kāi)關(guān)損耗，消除由于二極管的反向恢復(fù)引起的開(kāi)關(guān)噪聲，減小了電路的EMI的目的。通過(guò)分析得知，只要滿足式(5)就可以實(shí)現(xiàn)整流二極管的ZCS，

　　式中：toff為S1的關(guān)斷時(shí)間。

　　但是，對(duì)應(yīng)相同的輸出電流，諧振電流越早到零意味著通過(guò)二級(jí)管的電流峰值將越高。這也就增大了二極管上的電流應(yīng)力，增加了電路輸出電流的紋波，加大了輸出電容上的電流應(yīng)力，給電路帶來(lái)一定的導(dǎo)通損耗。所以，為了能充分地利用toff這段時(shí)間，減小電路的輸出電流紋波，最好能讓電路的諧振周期設(shè)計(jì)在2toff(輸出功率最大時(shí)候的toff)上。

　　除了能決定整流二級(jí)管的ZCS外，從式(6)可以得知，Cc的大小還在一定的程度亡決定了S1和S2的電壓應(yīng)力。

　　3.3 主開(kāi)關(guān)功率管S1的選擇

　　3.3.1 S1的電壓應(yīng)力

　　3.4 輔開(kāi)關(guān)功率管S2的選擇

　　S2的電壓和電流耐量等同于S1。在實(shí)際應(yīng)用中，為了克服MOSFET的體二極管開(kāi)關(guān)特性慢的缺點(diǎn)，還可以在開(kāi)關(guān)管上面再并聯(lián)一個(gè)快恢復(fù)二極管來(lái)加快開(kāi)關(guān)速度。

　　3．5 死區(qū)時(shí)間的確定

　　電路的軟開(kāi)關(guān)的有效實(shí)現(xiàn)，還依賴于適當(dāng)?shù)乃绤^(qū)時(shí)間的確定。

　　1)從S2關(guān)斷到S1開(kāi)通這段時(shí)間中，必須有足夠的時(shí)間讓諧振電感將Cr上的能量抽走。這個(gè)時(shí)間為

　　如果當(dāng)時(shí)激磁電感當(dāng)中的能量足夠大的話，則式(9)更為適用。所以，實(shí)際需要的死區(qū)時(shí)間往往遠(yuǎn)小于式(8)的計(jì)算值，通常取式(8)和式(9)之間的一個(gè)折中值。

　　2)從S1關(guān)斷到S2開(kāi)通這段時(shí)間中，電路上表現(xiàn)出來(lái)的是激磁電感Lm和諧振電感Lr同Cr進(jìn)行諧振，利用激磁電流給Cr充電。由于Cr上面的能量相對(duì)于激磁電流而言很小，這時(shí)可以相當(dāng)于一個(gè)大小為激磁電流峰值的電流源給Cr充電的過(guò)程。對(duì)于這個(gè)死區(qū)時(shí)間的要求為

　　4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　一個(gè)100W的樣機(jī)驗(yàn)證了該變換器的工作原理和優(yōu)點(diǎn)。

　　該變換器的規(guī)格和主要參數(shù)如下：

　　輸入電壓Vin　　　AC220(1±20％)V；

　　輸出電壓Vo　　　 DC24V；

　　輸出電流Io　　　 0~4A；

　　輸出功率Po　　　 100W；

　　工作頻率fs　　　 100kHz；

　　主開(kāi)關(guān)管S1　　　 SPP07N60S5；

　　箝位開(kāi)關(guān)管S2　　 5PP07N60S5；

　　整流二極管D1　　 MBR20200CT；

　　變壓器T E140　　 原副邊的匝比為80：8；

　　箝位電容Cc　　　 630nF／600V；

　　有源箝位控制芯片IC UCC3580—4。

　　4.1 S1的軟開(kāi)關(guān)

　　圖4(a)為S1的門極波形和DS兩端的電壓波形，可以看出，在門極信號(hào)開(kāi)通之前，S1的DS兩端的電壓已經(jīng)到零了，從而實(shí)現(xiàn)了ZVS。圖4(b)為S1的DS兩端的電壓波形和通過(guò)其的電流波形，可以看到，在DS兩端的電壓到零的時(shí)候，通過(guò)S1的電流是負(fù)方向的，從而從另外一個(gè)角度表明了S1的體二極管先于功率管的門極信號(hào)而導(dǎo)通，從而實(shí)現(xiàn)了ZVS。

　　4.2 S2的軟開(kāi)關(guān)

　　圖5為S2的ZVS波形。