隨著新技術(shù)的飛速發(fā)展，新的電子產(chǎn)品層出不窮。如何使電子產(chǎn)品滿足電磁兼容要求，并改善其電磁兼容性能，這已經(jīng)成為產(chǎn)品開發(fā) 過程中的一大難題。EMC和EMI測量設(shè)備能夠在較短的測量時(shí)間內(nèi)提取大量精確的信息，采用這種設(shè)備能夠降低產(chǎn)品開發(fā)成本，并提高電路和系統(tǒng)開發(fā)的質(zhì)量。 一直以來，人們都是使用超外差射頻接收機(jī)[1][2]來測量射頻噪聲和電磁干擾(EMI)。這種方法的缺點(diǎn)是測量時(shí)間過長，對于30 MHz到1 GHz頻帶內(nèi)的電磁干擾，通常需要測量30分鐘。測量時(shí)間過長就導(dǎo)致測試成本高昂，因此必須尋求一種能夠在不損失測量質(zhì)量的前提下縮短測量時(shí)間的方法。傳 統(tǒng)的測量系統(tǒng)并不評估被測EMI信號的相位信息，從而導(dǎo)致重要信息被丟失。而采用了傅立葉變換的EMI測量技術(shù)，其數(shù)字化處理就允許將時(shí)域內(nèi)測量得到的信 號分解成各種頻率成分。近幾年，隨著快速傅立葉變換(FFT)程序帶來的經(jīng)濟(jì)效益日益明顯，F(xiàn)FT技術(shù)的應(yīng)用已經(jīng)快速普及起來。

        本文討論了幾種新的信號處理方法，采用這幾種方法，時(shí)域測量技術(shù)能夠完成精確高效的EMI測量。此外，本文還介紹了為準(zhǔn)確測量各種EMI信號而采用的信號處理策略。

時(shí)域電磁干擾測量系統(tǒng)

        圖1所示為一個(gè)時(shí)域測量裝置的框圖，其中包含一個(gè)時(shí)域電磁干擾(TDEMI)測量系統(tǒng)和一個(gè)用于與TDEMI做比較的傳統(tǒng) EMI接收機(jī)。TDEMI系統(tǒng)中包含：寬帶天線(HL562, Rohde&Schwarz)、線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(ESH 2-Z5, Rohde&Schwarz)、開關(guān)單元(RSU, Rohde&Schwarz)、放大器(ZFL-1000LN, Mini-Circuits)、低通濾波器(SLP-1000, Mini-Circuits)、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(TDS7154, Tektronix, 示波器)和一臺個(gè)人計(jì)算機(jī)(兼容IBM)。文獻(xiàn)[3]中已經(jīng)討論了TDEMI測量系統(tǒng)的硬件，該系統(tǒng)的工作基礎(chǔ)是對采樣后的EMI信號進(jìn)行數(shù)字處理，其優(yōu) 點(diǎn)之一就是能夠通過軟件方式改善系統(tǒng)性能。

信號處理理論

        ADC以采樣頻率fs 對輸入連續(xù)信號進(jìn)行采樣和量化，相應(yīng)的采樣間隔為1/fs = ?t。根據(jù)香農(nóng)定理，fs至少應(yīng)為信號最高頻率的兩倍。這一由采樣頻率決定的信號頻率上限也叫做奈奎斯特頻率。數(shù)字化之后，數(shù)據(jù)按N個(gè)樣本塊的形式送入估 值程序，作為譜估計(jì)器的輸入。TDEMI系統(tǒng)中所采用的譜估計(jì)方法的數(shù)學(xué)基礎(chǔ)就是離散傅立葉變換(DFT)。對每一個(gè)數(shù)據(jù)塊進(jìn)行的DFT變換定義如下：

DFT將離散時(shí)間信號序列x[n]變換為離散頻譜序列X[r]，其中n和r表示離散時(shí)間變量和離散頻率變量，并且n和r均為0到(N－1)之間的整數(shù)：

根據(jù)DFT的基本特性，?f 、N和 ?t之間滿足如下關(guān)系：

在頻譜X中，X[0]反映了信號的直流均值，而絕對值 則對應(yīng)于在頻率標(biāo)記為r處的合成矢量的幅度。要計(jì)算RMS值，必須將 中每個(gè)r > 1的元素均除以正弦信號的振幅因數(shù) 。而對應(yīng)于奈奎斯特頻率的頻率標(biāo)記R見下式：

由于一個(gè)實(shí)值信號經(jīng)DFT變換后的絕對值是r的奇函數(shù)，因此信號的所有譜信息均包含在大于或小于奈奎斯特頻率的半邊X[r] 中。于是，后面的估值步驟只需要X[r]的一半就足夠了。信號能量在兩半頻譜中平均分布，因此必須將 的 值乘以2才能準(zhǔn)確地用單邊帶形式表示整個(gè)頻譜。要獲得與連續(xù)傅立葉變換類似的結(jié)果，DFT得到的譜值還必須進(jìn)一步對時(shí)域樣本數(shù)N歸一化處理。下式定義了單 邊幅度譜：

在實(shí)際的系統(tǒng)中，式(1)是通過快速傅立葉變換(FFT)實(shí)現(xiàn)的。為了避免當(dāng)信號中包含非信號周期整數(shù)倍的周期成分時(shí)，頻譜泄漏至觀測時(shí)間 內(nèi)，應(yīng)該加上一個(gè)窗函數(shù)。

窗函數(shù)在N/2處達(dá)到全局最大值，并向兩邊平滑滾降，在0和N-1處達(dá)到0，這樣就消除了對x[n]加窗時(shí)的邊沿效應(yīng)。另一 方面，加窗后的信號向量xW[n]所攜帶的能量比原始信號少，因?yàn)椴糠中盘柋幌魅趿?。為了消除這一影響，我們限制窗函數(shù)序列，使其在觀測時(shí)間?TN內(nèi)的積 分等于1。w[n]的換算系數(shù)被稱作相關(guān)增益GC：

GC是一個(gè)換算系數(shù)，所以根據(jù)DFT的線性特性，GC可以與其他換算系數(shù)一起在頻域中進(jìn)行譜變換之后使用。這樣，我們就得到了以下修正后的單邊幅度譜的定義公式：

不同的窗函數(shù)對頻率泄漏的抑制和頻譜分辨率二者的折衷程度不同。常用的窗函數(shù)有漢寧窗、漢明窗和平頂窗函數(shù)。

自動(dòng)化TDEMI測量算法

        在時(shí)域測量中，要捕捉數(shù)據(jù)，首先需要進(jìn)行ADC采樣。采樣后，利用數(shù)字方法FFT計(jì)算出信號的頻譜。之后的信號處理過程就能 夠糾正由天線頻率特性、傳輸線特性、放大器和抗混迭失真濾波器造成的誤差。然后分析EMI信號的峰值、RMS值和均值。利用附加的噪聲門限調(diào)整功能還能將 該結(jié)果與傳統(tǒng)EMI接收機(jī)測得的結(jié)果進(jìn)行比較。

        圖2給出了利用TDEMI系統(tǒng)進(jìn)行自動(dòng)時(shí)域EMI測量的基本算法流程圖。其中，M和N按下式計(jì)算：

式中，△TM表示觀測時(shí)間，△f表示頻率分辨率，fs表示采樣頻率。程序中有一個(gè)M次的循環(huán)，每次運(yùn)行該循環(huán)，系統(tǒng)就會(huì)讀入 一個(gè)長為N的時(shí)域數(shù)據(jù)向量，然后將該向量轉(zhuǎn)換到頻率域，并送給檢測器模型。在M次循環(huán)結(jié)束之后，檢測器模型得到的幅度譜被送入對數(shù)處理程序中。最后，系統(tǒng) 再糾正由TDEMI系統(tǒng)的頻率特性導(dǎo)致的誤差。文獻(xiàn)[6]中詳細(xì)描述了時(shí)域電磁干擾測量(TDEMI)系統(tǒng)中所用到的譜估計(jì)算法和檢測器模型。

EMC測試方案

1. 平穩(wěn)EMI信號的測量

        EMI測量時(shí)遇到的信號通常都具有隨機(jī)性[7]。這些信號中除了有諧波成分和(偽)噪聲以外，還可能包含瞬態(tài)成分和突發(fā)成 分。盡管如此，仍可認(rèn)為，只要觀測時(shí)間△TM足夠長，一個(gè)隨機(jī)EMI信號的樣本x(t)(t0< t < t0 +△TM)中可以包含該信號的所有信息。這時(shí)，x(t)的特性就與任意選擇的起始觀測時(shí)間t0無關(guān)，可以認(rèn)為該信號是類平穩(wěn)的[8]。文獻(xiàn)[9]中詳細(xì)描 述了這類信號的測量過程。我們利用TDEMI系統(tǒng)和傳統(tǒng)EMI接收機(jī)測量了商用膝上電腦的EMI輻射，并對二者的測量結(jié)果進(jìn)行了比較。圖3所示就是利用這 樣的測試裝置測得的一個(gè)典型時(shí)域數(shù)據(jù)向量。除了噪聲之外，其中還包含很大一部分由被測電路中所使用的各種時(shí)鐘信號輻射出來的平穩(wěn)諧波成分。

        圖4給出了由TDEMI系統(tǒng)和傳統(tǒng)EMI接收機(jī)測得的譜結(jié)果，兩種測量方式均采用了均值檢測模式，觀測時(shí)間均為△TM = 5 ms。接收機(jī)頻率步進(jìn)值為50 kHz，采用了一個(gè)帶寬為120 kHz的IF濾波器。從圖4中可以看出，TDEMI系統(tǒng)和傳統(tǒng)EMI接收機(jī)所測得的窄帶諧波信號的幅度譜基本匹配，二者的平均偏差還不到0.5 dB。它們只在噪聲門限上有較小的差別，這是由于TDEMI系統(tǒng)和傳統(tǒng)噪聲接收機(jī)的噪聲性能不同造成的。

2. 瞬態(tài)EMI信號的測量

        當(dāng)信號中主要包含尖峰信號、突發(fā)信號和其他瞬態(tài)現(xiàn)象時(shí)，TDEMI系統(tǒng)相對于傳統(tǒng)EMI接收機(jī)而言，就具有重大優(yōu)勢。因?yàn)樵?TDEMI系統(tǒng)中用作ADC的示波器能夠設(shè)置為只在捕捉到瞬態(tài)信號發(fā)生時(shí)觸發(fā)。圖5給出了瞬態(tài)信號的觸發(fā)數(shù)據(jù)捕獲原理。對汽車發(fā)光裝置的測量就是一個(gè)實(shí)際 例子。汽車發(fā)光裝置包括照明單元、電纜和一塊鉛酸電池。我們在1米左右的距離外，用一種類似于前面講過的方式，通過一個(gè)寬帶天線來接收該裝置輻射出的 EMI信號。在裝置斷電過程中，系統(tǒng)輻射出一系列脈沖，見圖6，之后，很長一段時(shí)間沒有任何輻射。我們將示波器設(shè)置為在這一系列脈沖邊沿觸發(fā)。第一次測量 時(shí)，TDEMI系統(tǒng)測量了2500個(gè)頻段，每頻段內(nèi)以5 GS/s的速度采100 000個(gè)點(diǎn)。EMI接收機(jī)則將步進(jìn)值設(shè)置為50 kHz，IF濾波器帶寬120 kHz，每點(diǎn)的停留時(shí)間為50毫秒。圖7給出了峰值檢測評估得到的幅度譜。在第二次實(shí)驗(yàn)中，我們將停留時(shí)間增大到1秒。由于受時(shí)間約束，這次測量最高只能 做到170 MHz，測量結(jié)果見圖8。比較兩次測量得到的結(jié)果，我們可以看出，在兩次測量中，TDEMI系統(tǒng)測量得到的幅度譜幾乎均和傳統(tǒng)EMI接收機(jī)測量的幅度譜上 邊界吻合。在TDEMI系統(tǒng)測得的譜中，隨著測量時(shí)間的延長，只有測量的變化性稍為減緩，而EMI接收機(jī)測得的結(jié)果則很明顯嚴(yán)重依賴于停留時(shí)間。這是由目 標(biāo)信號的特性造成的。EMI接收機(jī)需要較長的停留時(shí)間才能保證在每個(gè)頻點(diǎn)上的每次測量均能夠恰好觀測到一個(gè)瞬態(tài)信號。而TDEMI系統(tǒng)則會(huì)根據(jù)前面談到的 觸發(fā)條件自動(dòng)對瞬態(tài)信號作出反應(yīng)，并且在被測目標(biāo)沒有EMI輻射的時(shí)候停止捕捉數(shù)據(jù)。這樣，TDEMI系統(tǒng)就有可能在很短的觀測時(shí)間內(nèi)完成精確的測量。

本文小結(jié)

        本文介紹了寬帶時(shí)域測量技術(shù)用于解決電磁干擾問題的優(yōu)勢。利用TDEMI測量系統(tǒng)能夠仿效傳統(tǒng)的模擬EMI測量系統(tǒng)的各種工 作模式，例如峰值模式、平均值模式、RMS模式和類峰值監(jiān)測模式。本文還介紹了信號處理算法以及利用時(shí)域電磁干擾(TDEMI)系統(tǒng)得到的測量結(jié)果。與傳 統(tǒng)模擬EMI測量設(shè)備相比，TDEMI系統(tǒng)的測量時(shí)間降低了一個(gè)數(shù)量級。