眾所周知，并聯(lián)技術(shù)已成為實(shí)現(xiàn)大功率分布式電源系統(tǒng)的核心技術(shù)[1]，但由于各并聯(lián)電源模塊特性并不完全一致，輸出電壓高的模塊可能承擔(dān)更多負(fù)載，而有的模塊則可能輕載、甚至空載運(yùn)行，結(jié)果導(dǎo)致分擔(dān)電流多的模塊熱應(yīng)力大，降低了電源整體的工作可靠性。隨著電子系統(tǒng)的發(fā)展，對電源可靠性、效率和功率密度的要求越來越高，因此有必要采取一種有效的均流控制方案，保證整個電源系統(tǒng)的輸出電流按各個單元模塊的輸出能力均攤，這樣既能充分發(fā)揮單元電源模塊的輸出能力，又能保證每個單元電源的工作可靠性。

　　目前已有大量文獻(xiàn)介紹并聯(lián)電源系統(tǒng)的均流技術(shù)，雖然其原理不盡相同，但控制器的設(shè)計都是在電源模塊簡化、近似的數(shù)學(xué)模型基礎(chǔ)上進(jìn)行?？紤]到大功率器件及其電源模塊的非線性特性，基于古典反饋控制的均流措施不可能取得滿意的控制效果。隨著計算機(jī)技術(shù)的迅速發(fā)展，復(fù)雜參量和系統(tǒng)的狀態(tài)實(shí)時計算、估計已成為現(xiàn)實(shí)，自適應(yīng)控制、滑模變結(jié)構(gòu)控制等現(xiàn)代控制理論以及模糊控制、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)等智能控制方法都已應(yīng)用于電力電子系統(tǒng)[2]。因此，在設(shè)計高精度、高穩(wěn)定性電源時使用先進(jìn)的控制策略論將更具吸引力和實(shí)用價值。本文將模糊控制與常規(guī)PID控制相結(jié)合，并采用

積分前饋控制，構(gòu)成智能均流控制器，試驗(yàn)波形表明電源系統(tǒng)的動、靜態(tài)性能得到了顯著提高。

　　并聯(lián)DC/DC模塊的主-從均流法

　　工作原理

　　如圖1a所示，在主從控制方式下的N個模塊中#1模塊作為主模塊（master），工作在電壓源（VS）方式（圖1b），其余N-1個模塊作為從模塊（slave），工作在電流源（CS）方式（圖1c）。Vr1是主模塊的電流基準(zhǔn)值，作為PWM控制器的控制電壓；從模塊的PWM控制器由主模塊與從模塊輸出電流的偏差電壓即電流負(fù)反饋來調(diào)節(jié)，CSC是均流控制器。由于從模塊電流均按主模塊電流進(jìn)行調(diào)節(jié)，其輸出電流與主模塊電流基本一致，從而實(shí)現(xiàn)均流。因此，該系統(tǒng)實(shí)際上是一個由電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。

　　
圖1　并聯(lián)電源模塊的主-從均流法工作原理圖

　　主要特點(diǎn)

　　雙閉環(huán)主-從均流控制技術(shù)主要有以下特點(diǎn):

　?。?）每個電源模塊的輸出電流能夠自動按功率份額均攤，實(shí)現(xiàn)均流；

　?。?）當(dāng)輸入電壓或/和負(fù)載電流變化時，能保持輸出電壓穩(wěn)定，并且均流瞬態(tài)響應(yīng)好；

　?。?）由于主從模塊間需要通訊聯(lián)系，所以整個系統(tǒng)較為復(fù)雜。

　　PID均流控制器（CSC）設(shè)計

　　雖然文獻(xiàn)[3]提出的PI均流控制器在DC/DC模塊電源并聯(lián)系統(tǒng)中獲得了較高的均流精度，但動態(tài)性能尚無法    滿足電源在負(fù)載變化或電網(wǎng)波動過程中的快速性要求。為改善動態(tài)特性，在PI調(diào)節(jié)器的基礎(chǔ)上引入微分環(huán)節(jié)，構(gòu)成PID控制器。這里以降壓型（BUCK）DC/DC電源模塊為例，進(jìn)行具體說明。模塊參數(shù):輸入電壓15V，輸出電壓5V，輸出電流15A。系統(tǒng)采用三模塊并聯(lián)的MSC拓?fù)?，電源總輸出電流?5A。若均流控制器（CSC）采用圖2所示的PI控制器，選擇其帶寬BW=28kHz，相位裕量pM=48°，幅值裕量GM=15dB，則其傳遞函數(shù)及參數(shù)：

　　
圖2　模糊均流控制器結(jié)構(gòu)圖

       　　
      
       其中：

       　　
      
       在PI控制器的基礎(chǔ)上引入微分環(huán)節(jié)，增加低頻段零點(diǎn)，從而在保證充分相位裕量的前提下，增加系統(tǒng)帶寬。為提高系統(tǒng)快速性，將PID調(diào)節(jié)器的帶寬由28kHz提高到100kHz，相位裕量不變，幅值裕量為無窮大，則PID控制器的傳遞函數(shù)為:

       　　
      
       其中：kp=20，ki=1，kd=0.1，傳遞函數(shù)中包括Z1=0.05s-1、Z2=300×103s-1兩個零點(diǎn)和附加微分環(huán)節(jié)的高頻極點(diǎn)p=-ωp，ωp值由式（1）決定。值得注意的是，雖然電源系統(tǒng)的響應(yīng)速度有了顯著提高，但是帶寬的增加使系統(tǒng)抑制輸入信號高頻噪聲的能力大大下降。因此帶寬的選擇應(yīng)當(dāng)是在電源系統(tǒng)具體的應(yīng)用背景下具體分析，盡量在系統(tǒng)快速性和抗擾性之間取得平衡。        FUZZY-PID均流控制器設(shè)計

　　由于并聯(lián)電源系統(tǒng)的強(qiáng)耦合、非線性特性，其均流控制器的PID參數(shù)整定非常困難甚至根本無法整定，很難在工程上找到同時滿足穩(wěn)定性和動態(tài)性能要求的解決方案。因此，借助于智能控制不依賴被控對象精確數(shù)學(xué)模型的特點(diǎn)，本文介紹一種新型智能均流控制器設(shè)計方案，在PID調(diào)節(jié)器中引入模糊控制，在實(shí)現(xiàn)并聯(lián)模塊均流的同時，進(jìn)一步提高系統(tǒng)的動靜態(tài)性能指標(biāo)。

　　均流控制器結(jié)構(gòu)

　　基于FUZZY-PID控制的CSC結(jié)構(gòu)（圖2）采用二維模糊控制器結(jié)構(gòu)，以均流誤差e和誤差變化e作為輸入量，u為輸出控制量。此時，模糊控制器的控制量成為電流誤差和誤差變化的非線性函數(shù)，它具有類似PD調(diào)節(jié)器的控制效果，系統(tǒng)動態(tài)特性有所改善，而靜態(tài)性能并不令人滿意，系統(tǒng)無法完全消除穩(wěn)態(tài)誤差；再加之模糊控制固有的死區(qū)現(xiàn)象，使穩(wěn)態(tài)誤差進(jìn)一步擴(kuò)大。另外，在模糊變量分級不夠多的情況下，常常在平衡點(diǎn)附近有振蕩現(xiàn)象。為克服這些問題，系統(tǒng)又引入誤差信號的積分分離、前饋控制算法，以消除穩(wěn)態(tài)誤差。

　　模糊控制器設(shè)計

　　通常模糊控制規(guī)則由總結(jié)實(shí)際操作經(jīng)驗(yàn)而得來，但對于并聯(lián)電源系統(tǒng)這種特定對象，要總結(jié)人工控制經(jīng)驗(yàn)比較困難，因此本設(shè)計考慮將上述經(jīng)典PID控制策略模糊化，得到所需控制規(guī)則。

　　定義輸入量e和e的模糊集為:{負(fù)（N）、零（Z）、正（P）}，控制量u的模糊集為{負(fù)大（NB）、負(fù)小（NS）、零（Z）、正?。≒S）、正大（PB）}，對應(yīng)隸屬函數(shù)均為三角型（圖3）?；谑剑?）PID專家知識的模糊變量賦值按以下過程建立:因PID調(diào)節(jié)器的比例與微分系數(shù)之比kp/kd=200，若e的變化范圍是[-1，1]，則可以確定e的變化范圍是[-200，200]。如果e是負(fù)（-1），且e也是負(fù)（-200），那么基于PID的模糊推理結(jié)果即控制量u約是-40，也就是說u值論域中的負(fù)大（NB）對應(yīng)于-40。依此類推，可獲得其余推理結(jié)果，模糊控制表如表1所示。

　　
圖3　隸屬函數(shù)

　　
表1　模糊控制規(guī)則表

　　實(shí)驗(yàn)與結(jié)論

　　這里就三個BUCKDC/DC電源模塊并聯(lián)系統(tǒng)進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)研究。圖4a和圖4b分別是70%負(fù)載條件下CSC采用PID調(diào)節(jié)器和FUZZY-PID調(diào)節(jié)器時系統(tǒng)的階躍響應(yīng)波形，從中可以看出:

　　
圖4a　并聯(lián)電源系統(tǒng)階躍響應(yīng)圖

　?。?）基于FUZZY-PID均流調(diào)節(jié)器的電源系統(tǒng)中各模塊電流波形幾乎完全一致，而在PID調(diào)節(jié)作用下各模塊電流波形差別較大，這說明FUZZY-PID控制的穩(wěn)定性好，穩(wěn)態(tài)精度高，動態(tài)響應(yīng)快且無超調(diào)。

　　系統(tǒng)主電路

　　逆變主電路為交-直-交電壓型，整流側(cè)為單相二極管不可控型。這種方式不僅控制簡單，而且系統(tǒng)具有較高的功率因數(shù)。為減小裝置體積，減少諧波，提高電流波形質(zhì)量。逆變功率元件采用高開關(guān)頻率的三菱電機(jī)公司第三代智能功率模塊PM20CSJ060。該模塊為六合一封裝，內(nèi)部為三相橋式電路結(jié)構(gòu)，內(nèi)部集成了高速、低功耗的IGBT芯片及其驅(qū)動、保護(hù)電路。此外，該模塊還集成了過熱和欠壓鎖定保護(hù)電路，使得系統(tǒng)的可靠性得到進(jìn)一步提高[4]?？刂齐娐飞系腖F2407芯片輸出的六路空間矢量信號SVPWM經(jīng)光耦6N136實(shí)現(xiàn)對IPM隔離驅(qū)動，再將整流濾波后的直流電壓逆變?yōu)樗璧母哳l交流電驅(qū)動永磁空調(diào)壓縮機(jī)。

　　系統(tǒng)中還有電流檢測電路，采用霍爾電流傳感器檢測永磁電機(jī)A、C兩相，再利用采樣電阻和多級運(yùn)放將電流信號處理為在0～5V間變化的模擬電壓信號，與集成在LF2407內(nèi)的A/D轉(zhuǎn)換器外引腳相連接。由于無位置傳感器技術(shù)無法知道轉(zhuǎn)子的初始位置，永磁電機(jī)也只有在起動后才能工作在無位置傳感器狀態(tài)下，所以用光電式旋轉(zhuǎn)編碼器來實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)子初始位置的檢測。其它的保護(hù)電路由LF2407的事件管理器來實(shí)現(xiàn)，一旦系統(tǒng)出現(xiàn)故障，片內(nèi)固化的中斷程序?qū)⒆詣忧袛嘞到y(tǒng)的SVPWM輸出，直到故障消失和系統(tǒng)復(fù)位。

　　系統(tǒng)軟件設(shè)計

　　本文研究的永磁空調(diào)系統(tǒng)控制軟件全部由LF2407完成，主要是完成空間磁場定向控制，產(chǎn)生SVPWM信號?？刂栖浖ǔ跏蓟绦?、主程序和中斷服務(wù)子程序三個部分。系統(tǒng)在每次復(fù)位后，首先執(zhí)行初始化程序，完成DSP內(nèi)部設(shè)定和初始狀態(tài)的檢測，然后開啟中斷，執(zhí)行主程序。一旦外部中斷條件滿足時，系統(tǒng)執(zhí)行中斷服務(wù)子程序，直到系統(tǒng)重新復(fù)位。圖4b為SVPWM中斷服務(wù)子程序框圖。

　　
圖4b　SVPWM中斷子程序流程圖

　　結(jié)論

　　本文根據(jù)永磁同步電動機(jī)矢量控制原理和變頻空調(diào)器的要求，開發(fā)了一套基于DSP的全新變頻空調(diào)控制系統(tǒng)。利用LF2407的六個PWM全比較器產(chǎn)生的SVPWM控制信號就可以實(shí)現(xiàn)對永磁同步電動機(jī)的變頻控制。該空調(diào)控制系統(tǒng)充分利用了LF2407的超強(qiáng)實(shí)時計算能力和一些集成器件，使整個系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單、產(chǎn)品開發(fā)周期短、可靠性強(qiáng)。