即使是對經(jīng)驗最豐富的電源設(shè)計人員來說，要在一個小體積內(nèi)實現(xiàn)電源效率最大化也不是一件容易的事。需要小型電源設(shè)計的設(shè)備有很多，比如平板顯示器、機(jī)架式電腦設(shè)備和電信及航空底盤安裝設(shè)備。在給定時間內(nèi)，這類設(shè)備可能需要為負(fù)載提供數(shù)百瓦的功率。例如，1U機(jī)架式應(yīng)用中采用的典型12V、300W電源有尺寸限制，最大高度不超過1.75 英寸 (44.45 mm)，并包含1個或多個風(fēng)扇以進(jìn)行強(qiáng)制空氣冷卻。但對于高度限制小于1U的系統(tǒng)，強(qiáng)制空氣冷卻也許不可行，這意味著必須采用成本高昂的大表面積薄型散熱器來實現(xiàn)散熱管理。因此，最大效率設(shè)計至關(guān)重要，因為其對減小散熱器的尺寸與成本、提高設(shè)計的整體可靠性有直接的影響。
在大多數(shù)情況下，工作在這些功率水平的AC-DC電源需要某些類型的有源功率因數(shù)校正(PFC)。需要PFC與否取決于幾個標(biāo)準(zhǔn)：功率水平、終端應(yīng)用、設(shè)備類型和地理位置，此外通常還需要受EN6100-3-2 或 IEEE 519等規(guī)范的指導(dǎo)。對于AC-DC電源，一般把一個非隔離離線升壓預(yù)轉(zhuǎn)換器用作PFC級，其DC輸出電壓作為下游隔離DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸入。由于這兩個轉(zhuǎn)換器是彼此串聯(lián)的，故總體系統(tǒng)效率ηSYS為每個轉(zhuǎn)換器的效率的乘積：
(1)
由式(1)顯然可見，在選擇最佳電源拓?fù)湟约皟蓚€轉(zhuǎn)換器級的控制技術(shù)時，必須進(jìn)行謹(jǐn)慎全面的考慮。一種具有眾多高效特性的系統(tǒng)解決方案是結(jié)合交錯式雙臨界傳導(dǎo)模式(BCM) PFC與隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，其中，前者后面跟著不對稱半橋(AHB)，后者采用了帶自驅(qū)動同步整流器(synchronous rectifier，SR)的倍流整流器次級端（current doubler rectifier secondary）。
圖1. 12V、300W、小型通用 AC-DC電源。
對于300W-1kW范圍的PFC轉(zhuǎn)換器，應(yīng)該考慮選擇交錯式臨界傳導(dǎo)模式(BCM) PFC，因為在相似的功率水平下，它的效率要高于連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM) PFC控制技術(shù)。交錯式BCM PFC基于一種可變頻率控制算法，在這種算法中，兩個PFC升壓功率級彼此同步180度錯相。由于具備有效的電感紋波電流消除，EMI濾波器和PFC輸出電容中常見的高峰值電流得以減小。輸出PFC大電容受益于紋波電流消除是因為流經(jīng)等效串聯(lián)電阻(ESR)的AC RMS電流減小。另外，由于升壓MOSFET在依賴于AC線的零電壓開關(guān)(ZVS)下關(guān)斷，在零電流開關(guān)(ZCS)下導(dǎo)通，故可以進(jìn)一步提高效率。對于350W的交錯式BCM PFC設(shè)計，MOSFET散熱器可去掉，如圖1所示。另一方面，CCM PFC設(shè)計中使用的升壓MOSFET則易受與頻率相關(guān)的開關(guān)損耗的影響，而開關(guān)損耗與輸入電流及線電壓成比例。通過在零電流時關(guān)斷交錯式BCM升壓二極管，可避免反向恢復(fù)損耗，從而允許使用成本低廉的快速恢復(fù)整流二極管，而且在某些情況下可以無需散熱器。對于CCM PFC設(shè)計，反向恢復(fù)損耗是無可避免的，為解決這一問題，常常在二極管上并聯(lián)一個RC緩沖器(但這樣做會降低效率)，或者是采用較高性能的碳化硅二極管(會增加相關(guān)成本)。
對于隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計，半橋是一個很好的拓?fù)溥x擇，因為它有兩個互補驅(qū)動的初級端MOSFET，且最大漏源電壓受限于所加的DC輸入電壓。半橋拓?fù)溆袃煞N變體，即LLC 和不對稱半橋(AHB)，都廣獲采用，部分原因在于有專用于這些拓?fù)涞墓β使芾砜刂艻C 銷售。LLC通過可變頻率控制技術(shù)，利用與功率水平設(shè)計相關(guān)的寄生元素來實現(xiàn)ZVS。不過，由于經(jīng)調(diào)節(jié)的DC輸出只使用電容濾波，這種拓?fù)渥钸m合的是輸出紋波較低、輸出電壓較高的應(yīng)用。對于離線DC-DC應(yīng)用，一般規(guī)則是：當(dāng)輸出電壓大于12VDC 時，最好選擇LLC。
對于300W, 12V DC-DC轉(zhuǎn)換器，AHB是一種高效的選擇。它采用一種固定頻率控制方法。由于初級電流滯后于變壓器的初級電壓，故可為兩個初級MOSFET的ZVS提供必要條件。類似于LLC，利用AHB實現(xiàn)ZVS的能力也取決于對電路寄生元素的透徹了解，比如變壓器漏電感、匝間電容和分立式器件的結(jié)電容。相比LLC控制中采用的可變頻率控制方法，固定頻率方案可以大大簡化次級端自驅(qū)動同步整流(SR)的任務(wù)。自驅(qū)動SR的柵極驅(qū)動電壓很容易由變壓器次級端推算出來。增加一個低端MOSFET驅(qū)動器，比如圖2所示的雙路4A FAN3224驅(qū)動器，就可以精確給出通過MOSFST米勒平坦區(qū)的電平轉(zhuǎn)換和高峰值驅(qū)動電流，從而確保快速高效的SR開關(guān)轉(zhuǎn)換。
圖2. FAN3224，利用 倍流整流器實現(xiàn)自驅(qū)動同步整流(SR)。
這種倍流整流器可用于任何雙端電源拓?fù)浜痛驞C電流應(yīng)用，它具有好幾個突出的特性。首先，其次級端由一個簡單繞組構(gòu)成，可簡化變壓器結(jié)構(gòu)。其次，由于所需的輸出電感被分配在兩個電感器上，因大電流流入次級端而產(chǎn)生的功耗得到更有效的分布。第三，作為占空比(D)的函數(shù)，兩個電感紋波電流彼此抵消。抵消掉的兩個電感電流之和擁有兩倍于開關(guān)頻率的視在頻率(apparent frequency)，故允許更高的頻率，此外流入輸出電感的峰值電流更低。最后，在對稱轉(zhuǎn)換器 (推挽式、半橋、全橋) 中，每一個倍流電感都輸送一半輸出電流，而AHB卻不盡然。
加在次級端整流器上的電壓不對稱可能是AHB的缺點之一。當(dāng) AHB在其限值D=0.5附近工作時，加載的SR電壓幾乎可達(dá)到匹配 。然而，更合理的方案是，通過對變壓器的匝數(shù)比進(jìn)行設(shè)計，使D在額定工作期間保持在0.25
為了說明該解決方案的可行性，采用一個交錯式雙BCM PFC升壓預(yù)調(diào)節(jié)器來滿足表1所示的規(guī)格，調(diào)節(jié)器之后是一個帶自驅(qū)動SR的不對稱半橋DC-DC轉(zhuǎn)換器，如圖1所示。
表1. 小型AC-DC電源設(shè)計規(guī)格。
表1中的規(guī)格是對全部設(shè)計要求的簡單小結(jié)。主要設(shè)計目標(biāo)如下：
1. 在盡可能寬的范圍上獲得最大效率。
2. 實現(xiàn)盡可能小的設(shè)計尺寸。
3. 散熱器的使用和尺寸最小化。
在盡可能寬的負(fù)載范圍上獲得最大效率需要對每一個功率水平的材料和元件選擇進(jìn)行仔細(xì)考慮，尤其是在磁性設(shè)計方面。由于交錯式BCM PFC的頻率可能高至數(shù)百kHz，且變化多達(dá)10:1，升壓電感必需定制設(shè)計。采用適當(dāng)?shù)燃壍牡刃Ф喙山g合線可以盡量減小AC損耗，而AC損耗正是BCM PFC升壓電感中銅損耗的主要部分。應(yīng)該采用適合于高頻工作的開氣隙的鐵氧體材料，對于本例，選擇EPCOS的N87材料制作薄型EFD30鐵氧體磁芯組。測得的PFC效率如圖3所示。
圖3. 交錯式BCM PFC 測得的效率 (100%=330W)。
對于300W小型 AHB變壓器，一種解決方案是采用兩個水平磁芯結(jié)構(gòu)：初級端繞組串聯(lián)，次級端繞組并聯(lián)。這里必需使用兩個變壓器，因為每個磁芯的橫截面積Ae差不多是避免飽和所必需的150mm2的一半。要在一個不到20mm的小型元件上設(shè)計橫截面積150mm2的傳統(tǒng)形狀的磁芯是不可能的事情。類似于BCM PFC電感設(shè)計，這里也采用絞合線和高頻鐵氧體磁芯材料來保持高效率。最后一個重要設(shè)計步驟是把AHB變壓器中的漏電感量控制在允許范圍之內(nèi)。對于ZVS，需要某些特定的漏電感值，對于自驅(qū)動SR，需要調(diào)節(jié)時序延遲。在本設(shè)計中因變壓器產(chǎn)生的有效泄漏被優(yōu)化為7µH，也就是總體有效磁性電感的1.5%。300W AHB DC-DC轉(zhuǎn)換器測得的效率結(jié)果如圖4所示。
圖4. AHB 390V to 12V/25A，DC-DC 測得的效率(100%=300W)。
滿負(fù)載效率主要由轉(zhuǎn)換器功率水平的傳導(dǎo)損耗來決定，因此，在這些條件下，幾乎沒有一種控制器有所助益。不過，要保持較高的輕載效率，倒有好幾種控制器技術(shù)可供考慮。FAN9612是一款交錯式雙BCM PFC控制器，其利用一個內(nèi)部固定最大頻率鉗位來限制輕載下和AC輸入電壓的過零點附近的與頻率相關(guān)的Coss MOSFET開關(guān)損耗。在AC線電壓部分VIN>VOUT/2期間，采用谷底開關(guān)技術(shù)來感測最佳MOSFET導(dǎo)通時間，進(jìn)一步降低Coss電容性開關(guān)損耗。另一方面，當(dāng)VIN
圖5. PFC 相位管理 (1→2, 19%=64W ；2→1, 12%=42W)。
AHB隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器的實現(xiàn)方案可采用AHB控制器FSFA2100來實現(xiàn)。FSFA2100在單個9腳SIP功率半導(dǎo)體封裝中集成了脈寬調(diào)制(PWM)控制、柵極驅(qū)動功能以及內(nèi)部功率MOSFET。這種先進(jìn)的集成度讓設(shè)計人員利用較少的外部元件即可獲得高達(dá)420W的極高效率。把這三大關(guān)鍵功能整合在單個封裝中，可避免對ZVS所需的死區(qū)時間的編程任務(wù)，并把內(nèi)部驅(qū)動器與MOSFET之間的柵極驅(qū)動寄生電感減至最小。SIP功率封裝中的功耗大部分源于內(nèi)部MOSFET的開關(guān)，因此需要一個小型擠壓式散熱器，尤其是對無強(qiáng)制空氣冷卻的300W設(shè)計。
總的AC-DC 系統(tǒng)包括輸入EMI濾波器、橋式整流器、交錯式BCM PFC 和 AHB DC-DC，它獲得的總體效率如圖6所示。在Vin=120VAC時，該設(shè)計峰值效率為91%；Vin=230VAC 時為92% ；Vin=120VAC 或 230VAC ，以及POUT>38% (114W)時，大于90%。
圖6. 測得的總體系統(tǒng)效率(包含了EMI濾波器)。
磁性元件設(shè)計、功率半導(dǎo)體選擇、PCB版圖、散熱器選擇以及控制器特性，所有這些都必須完全協(xié)同工作，才能成功實現(xiàn)一個在大負(fù)載范圍上可獲得高效率的小型AC-DC電源設(shè)計。對于一個特定應(yīng)用，根據(jù)系統(tǒng)的具體要求，可能有一個以上的理想解決方案。本文討論的設(shè)計只是從普通AC輸入到需要PFC和高度僅18mm的小型 12V、 300W設(shè)計獲得高效率的一個例子。
