將單電源供電的模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的單端輸入信號(hào)直流（DC）耦合到差分輸入端可能很有挑戰(zhàn)性。輸入信號(hào)需要從地電平移到Vs/2，并且完成信號(hào)從單端輸入到差分輸入的變換。另外，ADC的兩個(gè)差分輸入端之間必須均衡以便抵消偶數(shù)次諧波和共模噪聲。系統(tǒng)通常需要不能將注入的DC偏置電流返回給信號(hào)源這樣的信號(hào)變換。另外，處理大動(dòng)態(tài)范圍(12 bit 和14 bit ADC)的寬帶信號(hào)也會(huì)增加電路的復(fù)雜性。

　　寬帶放大器（例如AD8351）能解決幾乎所有上述問題，但其標(biāo)準(zhǔn)實(shí)現(xiàn)方法需要使用交流（AC）耦合。這種設(shè)計(jì)思想描述了一種新的電路，它通過使用外部DC反饋環(huán)路消除這一要求。它還允許通帶的低端擴(kuò)展到DC。

　　該電路基本原理是圖1所示的簡單的電平移動(dòng)電路。在Vs和信號(hào)源之間連接兩個(gè)串聯(lián)電阻器，將信號(hào)衰減到一半并偏置到Vs/2。中心抽頭被緩沖，然后可由單邊電源電路處理。在信號(hào)源端和數(shù)值相等的負(fù)電源之間也連接兩個(gè)串聯(lián)電阻器以抵消來自信號(hào)源端的DC偏置電流。

圖1.  AC信號(hào)電平移動(dòng)電路

　　圖2所示的電路通過用相互跟蹤的精密+DC電平替代+Vs電源電壓的方法擴(kuò)展了上述簡單概念。另外，通過用數(shù)量加倍的電平移動(dòng)電阻器實(shí)現(xiàn)差分信號(hào)。通過從放大器的共模電壓中減去2.4 V ADC參考信號(hào)產(chǎn)生+DC電平，其中共模電壓是由兩個(gè)放大器通過相等阻值電阻器的輸出相加后產(chǎn)生的。對(duì)這個(gè)差值信號(hào)進(jìn)行放大、濾波和反向以產(chǎn)生+DC電平。大約為1040的DC反饋環(huán)路增益允許放大器可以在ADC VREF信號(hào)為的范圍內(nèi)跟蹤輸出共模電壓。

差分緩沖器" border="0" height="359" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20100811/68e650a8-b053-4e1a-adf6-011e005fdddd.jpg" width="500" />

圖2．寬帶DC耦合單端到差分緩沖器

　　增加的外部DC反饋路徑使得VOCM引腳開路并且對(duì)地去耦，禁止AD8351的內(nèi)部反饋路徑。

　　電平移動(dòng)電阻器被設(shè)置成1.09:1的比率，以便將所需要的+DC電平擺幅減小到。使用具有優(yōu)良跟蹤性能的精確網(wǎng)絡(luò)以確證良好的CMRR，并且將注入到信號(hào)源端的DC偏置電流減到最小。我們?yōu)閁2選擇一個(gè)滿電源擺幅（R-R）反饋放大器，從而允許使用±5 V電源。余下的電路由+5V電源供電。

　　電阻器Rg用于調(diào)節(jié)整個(gè)前端的增益。對(duì)0 dB前端增益來說，帶寬擴(kuò)大到1 GHz以上，如圖3所示。要求的增益確定后，調(diào)整電阻器Rf使得輸入到ADC的兩個(gè)差分信號(hào)均衡。Rg和Rf對(duì)應(yīng)不同增益的典型值如表1所示。

表1 —— 增益和平衡電阻值

　　64.9歐姆（Ω）電阻器提供50Ω的源阻抗。從放大器端看，28Ω電阻器提供平衡輸入。用64.9Ω電阻器替換28Ω電阻器，再將另外的反相輸入信號(hào)接入新的64.9Ω電阻器和2個(gè)240Ω電平移動(dòng)電阻器，這樣就獲得了一個(gè)差分輸入信號(hào)結(jié)構(gòu)。這種差分輸入信號(hào)結(jié)構(gòu)可以去掉Rf。

圖3.  1  kΩ復(fù)載條件下的頻率響應(yīng)

　　本設(shè)計(jì)中保留了AD8351放大器優(yōu)良的失真性能，從而允許它驅(qū)動(dòng)12 bit 和14 bit ADC時(shí)能使ADC的動(dòng)態(tài)范圍減小最小（見圖4）。

圖4.  諧波失真與頻率響應(yīng)的關(guān)系曲線