1. 引言
對測控現(xiàn)場的被測模擬信號的處理一般常用A/D或V/F轉(zhuǎn)換技術(shù)，兩種方法各有特點：A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)一般用于被測信號速率較高，但干擾不是太嚴(yán)重的場合，而V/F轉(zhuǎn)換技術(shù)由于具有較強的抗干擾性且便于實現(xiàn)信號的遠(yuǎn)傳和隔離，因此往往用于現(xiàn)場的干擾較為嚴(yán)重、且信號傳輸距離較遠(yuǎn)的場合。但由于V/F變換的采樣速率較低，在對分辨率、采樣速率和抗干擾性要求都較高時，則采用V/F轉(zhuǎn)換技術(shù)往往也難以滿足采樣要求。盡管A/D轉(zhuǎn)換的采樣速率較高，但由于其抗干擾性較差，從而使系統(tǒng)的可靠性、穩(wěn)定性和測試精度都會受到影響，有時甚至無法正常工作。
本文提出一種采用PWM技術(shù)的新型的高性能模數(shù)轉(zhuǎn)換器的設(shè)計方法，利用MCU內(nèi)部的定時器，結(jié)合改進(jìn)的逐次逼近的對分試探算法，只須采用普通元器件即可設(shè)計出具有高分辨率的A/D轉(zhuǎn)換器，以實現(xiàn)對模擬電壓的測量，通過實驗證明該設(shè)計能夠達(dá)到較高的精度和分辨率，電路簡單、可靠、成本低、傳輸信號線少，便于遠(yuǎn)傳或隔離，抗干擾能力強，具有較好的應(yīng)用價值。
2. 基于PWM技術(shù)的A/D轉(zhuǎn)換工作原理及接口電路設(shè)計
一般模數(shù)轉(zhuǎn)換包括采樣、保持、量化和編碼四個過程。采樣就是將一個連續(xù)變化的信號x (t) 轉(zhuǎn)換成時間上離散的采樣信號x (n) 。通常采樣脈沖的寬度tw 是很短的,故采樣輸出是斷續(xù)的窄脈沖。要把一個采樣輸出信號數(shù)字化,需要將采樣輸出所得的瞬時模擬信號保持一段時間,這就是保持過程。量化是將連續(xù)幅度的抽樣信號轉(zhuǎn)換成離散時間、離散幅度的數(shù)字信號,量化的主要問題就是量化誤差。編碼是將量化后的信號編碼成二進(jìn)制代碼輸出。這些過程有些是合并進(jìn)行的。例如,采樣和保持就利用一個電路連接完成,量化和編碼也是在轉(zhuǎn)換過程同時實現(xiàn)的,且所用時間又是保持時間的一部分[1]。
PWM即脈沖寬度調(diào)制，PWM信號是一種周期（T）固定、占空比變化的數(shù)字信號。當(dāng)對其進(jìn)行積分或低通濾波后，便可獲得與其脈沖寬度呈正比的模擬電壓，于是將該電壓作為試探值與被測模擬量進(jìn)行比較便可獲得與被測模擬量相對應(yīng)的PWM值或數(shù)字量。本設(shè)計是利用定時器產(chǎn)生PWM脈沖輸出信號，利用比較器作為試探結(jié)果狀態(tài)標(biāo)志，采用改進(jìn)的逐次逼近試探算法來實現(xiàn)對被測模擬量的A/D變換。由于一般單片機內(nèi)部都有定時器，因此可直接利用片內(nèi)定時器來產(chǎn)生PWM信號即可[2]，本設(shè)計采用的是MSP430單片機，由于其內(nèi)部的定時器A具有比較/捕獲功能，且內(nèi)部具有多個捕獲/比較器：CCR0--CCRn，因此利用這種功能可更方便的產(chǎn)生PWM信號，從而實現(xiàn)A/D轉(zhuǎn)換。PWM波形的產(chǎn)生是利用定時器A輸出模式中的“復(fù)位/置位”模式。例如可利用其中的捕獲/比較器CCR0來控制PWM的周期，而用CCR1通道控制PWM的占空比，從而可方便的獲得PWM信號，如圖1所示“復(fù)位/置位”模式輸出示意圖。
由圖1可知，只要改變CCR1和CCR0的值就可以改變輸出波形的脈沖寬度和脈沖周期，例如，以CCR0信號作為脈沖周期控制，當(dāng)CCR1的值改變時即可改變PWM信號的脈沖寬度或占空比，輸出信號就是PWM信號。如圖2所示[3]。
若PWM信號的占空比隨時間變化，那么經(jīng)過低通濾波后的輸出信號將是幅度變化的模擬信號，因此通過控制PWM信號的占空比，就可以產(chǎn)生不同的模擬信號。本設(shè)計中，采用MSP430單片機的定時器A的CCR0來控制周期，采用CCR1來控制占空比，從而產(chǎn)生所需要的PWM信號。
采用PWM技術(shù)的A/D轉(zhuǎn)換電路設(shè)計如圖3、4所示。A/D轉(zhuǎn)換通過MSP430單片機的內(nèi)部定時器A產(chǎn)生的PWM信號，通過P23口輸出，經(jīng)過兩級RC低通濾波后得到與其對應(yīng)的模擬信號，然后通過運算放大器構(gòu)成的電壓跟隨器進(jìn)行阻抗變換后，作為試探值送電壓比較器LM393的一端，在比較器的另一端接入被測模擬量，兩信號在比較器中進(jìn)行比較，通過檢測比較器的輸出電平狀態(tài)即可反映出試探值的大小，由比較器的輸出狀態(tài)調(diào)整PWM信號的占空比，產(chǎn)生下一次PWM信號的輸出，于是通過不斷的試探并修正PWM信號的占空比即可使試探值接近或等于被測量，則此時的脈沖值即為被測量的A/D轉(zhuǎn)換值，可以達(dá)到16位的轉(zhuǎn)換精度。另外，由原理圖4可知，由于整個電路比較簡單且該轉(zhuǎn)換器與系統(tǒng)的連接只有兩條信號線：即PWM信號輸入線和用于將試探值與被測模擬量進(jìn)行比較的比較器信號輸出線，因此在進(jìn)行抗干擾隔離時將很容易實現(xiàn)，而在采用普通A/D轉(zhuǎn)換器的電路中進(jìn)行抗干擾隔離時則要麻煩的多。
3. 微控制器MCU的選型
為方便使用和操作，本設(shè)計不但設(shè)計簡單，而且功耗要低，因此經(jīng)多方面綜合、對比決定采用TI公司的具有SOC特點的MSP430系列MCU，這是一種超低功耗的16位混合信號控制器，其內(nèi)部集成了大量的外圍模塊和溫度傳感器，特別適用于電池供電的手持式設(shè)備或需要對環(huán)境溫度進(jìn)行補償?shù)臏y試儀器。
MSP430單片機采用最新的低功耗技術(shù)，工作在1.8～3.6V 電壓下，有正常工作模式( A M ) 和4 種低功耗工作模式；在最小功耗模式下其工作電流僅為0.1μA，而且可以方便地在各種工作模式之間切換。它的超低功耗性在實際應(yīng)用中， 尤其是在電池供電的便攜式設(shè)備中表現(xiàn)尤為突出。在系統(tǒng)初始化后便進(jìn)入待機模式，當(dāng)有允許的中斷請求時，CPU 將在6μs的時間內(nèi)被喚醒， 進(jìn)入活動模式，執(zhí)行中斷服務(wù)程序。執(zhí)行完畢，在RETI 指令之后，系統(tǒng)返回到中斷前的狀態(tài)，繼續(xù)低功耗模式。
本設(shè)計所采用的是MSP430F1232微控制器，具有非常高的集成度，除內(nèi)部帶有具有PWM功能的定時器外，片內(nèi)還集成了10通道的1 0位A / D轉(zhuǎn)換、溫度傳感器、USART、看門狗定時器、片內(nèi)數(shù)控振蕩器DCO、大量的具有中斷功能的I/O 端口、大容量的片內(nèi)Flash 和RAM 以及信息Flash 存儲器[4]。其中的16位定時器A中帶有3個捕獲/比較通道，內(nèi)部的Flash 存儲器可以實現(xiàn)掉電保護(hù)和軟件升級。由此采用MSP430單片機作為該設(shè)計的處理器，不但可簡化系統(tǒng)電路設(shè)計、縮短開發(fā)周期，降低系統(tǒng)功耗，還可利用其內(nèi)部集成的溫度傳感器，方便的對被測模擬量進(jìn)行溫度補償，從而使系統(tǒng)的測試精度得以提高。
4. A/D 轉(zhuǎn)換分辨率分析及主程序設(shè)計
由于采用PWM技術(shù)的A/D轉(zhuǎn)換器的分辨率取決于控制PWM脈沖占空比的定時器的計數(shù)值位數(shù)或字長，因此可通過改變定時器計數(shù)位數(shù)來改變A/D轉(zhuǎn)換的分辨率，而MSP430單片機的內(nèi)部定時器A中的計數(shù)器字長為16位，因此其PWM信號占空比的調(diào)整范圍為0～216-1，于是當(dāng)系統(tǒng)定時器的計數(shù)器字長為16位時，采用PWM技術(shù)的A/D轉(zhuǎn)換器的最大分辨率可達(dá)16位。由于單片機內(nèi)部的16位定時器采用晶振作為內(nèi)部計數(shù)器的工作時鐘，因此其定時精度一般都較高，且其計數(shù)值與PWM脈沖占空比成嚴(yán)格的線性關(guān)系，輸入脈沖精確，因此A/D轉(zhuǎn)換的線性度和精度較好，線性度誤差小于1%。轉(zhuǎn)換速率與分辨率和選取的PWM信號的周期有關(guān)，分辨率越高，轉(zhuǎn)換時間越長，但同采用V/F方式相比較，轉(zhuǎn)換速度要快的多。
為了能夠縮短試探時間提高在高分辨率下的采樣速度，采用改進(jìn)的逐次逼近的對分試探法使得試探值能夠迅速逼近被測模擬量。常規(guī)的對分試探法是每次試探開始時，首先將最大計數(shù)值的一半（即字長對分值）作為試探初值并將其轉(zhuǎn)換成PWM信號輸出，相當(dāng)于輸出1:1占空比的PWM脈沖信號，然后測試比較器的狀態(tài)，以確定當(dāng)前試探值的大小，若試探值小于被測模擬量，則保留當(dāng)前試探值，否則去掉，然后再將剩余值的一半（即：剩余對分值）作為新的增量與上次保留值相加后產(chǎn)生新的試探值并將其轉(zhuǎn)換成PWM脈沖信號輸出，再測試比較器的狀態(tài)，若大于被測模擬量，則去掉當(dāng)前增量，否則保留，隨后每次的輸出都將剩余對分值作為增量進(jìn)行試探，一直持續(xù)的試探下去，直到試探完與分辨率相當(dāng)?shù)拇螖?shù)，例如：實現(xiàn)具有16位分辨率的A/D轉(zhuǎn)換就要試探16次。由于該方法在采樣時無論當(dāng)前采樣值試探值多么接近被測值，其每次采樣的試探次數(shù)都相同，為減小試探次數(shù)提高采樣速率，在本設(shè)計中采用了一種改進(jìn)的逐次逼近試探算法，可大大減少試探次數(shù)，其具體實現(xiàn)的方法是：當(dāng)?shù)谝淮卧囂酵瓴@得采樣值后，保留當(dāng)前采樣值，不再以剩余對分值作為新的增量，而是以最小值作為初次增量（即：將最低位置1，可將其看作權(quán)值），與上次保留值相加并轉(zhuǎn)換成PWM信號輸出，通過測試比較器輸出確定當(dāng)前增量值是否需要保留，若試探值小于被測模擬量，則保留當(dāng)前試探值，否則去掉。若需要增大試探值時，則可將權(quán)值左移一位再與上次試探值相加，以形成新的試探值，這樣可以使逐次逼近試探值總處在跟蹤試探狀態(tài)，從而大大減少了試探次數(shù)。由于在實際測試過程中被測模擬量一般很少有突變情況發(fā)生，大都處在緩變增加或緩變減小狀態(tài)，因此采用這種改進(jìn)的逐次逼近的試探算法，將會有效的提高A/D轉(zhuǎn)換器的采樣速率。
采用PWM技術(shù)的A/D轉(zhuǎn)換器的主程序，采用匯編語言編寫。其主程序流程圖如圖5所示:
5. 結(jié)束語
采用普通元器件利用MCU內(nèi)部定時器結(jié)合PWM技術(shù)設(shè)計高分辨率的A/D轉(zhuǎn)換器，改變A/D轉(zhuǎn)換的分辨率只須修改PWM定時器的有關(guān)參數(shù)即可，靈活方便，穩(wěn)定性好，線性度高，由于該轉(zhuǎn)換器與系統(tǒng)的連接僅為兩條信號線，因此，可以很方便的采用光電隔離技術(shù)提高系統(tǒng)的抗干擾能力，另外由于電路中的低通濾波環(huán)節(jié)，使得電路本身也具有一定的抗干擾能力，這比較適合在具有較強的干擾環(huán)境中使用，采用改進(jìn)的逐次逼近試探算法實現(xiàn)對模擬電壓的測量或A/D變換，提高了采樣速率，轉(zhuǎn)換電路設(shè)計及算法實現(xiàn)簡單，測試分辨率和精度較高，具有較好的應(yīng)用價值。
本文創(chuàng)新點：利用PWM技術(shù)實現(xiàn)對模擬電壓的測量或A/D變換，既具有較高的分辨率，又具有較好的抗干擾性，且便于采用光電隔離。同時結(jié)合利用改進(jìn)的逐次逼近試探算法大大減少了試探次數(shù)，轉(zhuǎn)換電路的設(shè)計及轉(zhuǎn)換算法實現(xiàn)簡單，A/D轉(zhuǎn)換分辨率可以根據(jù)需要任意設(shè)置，具有較好的應(yīng)用價值。
目前市場上14—16位的A/D轉(zhuǎn)換器芯片的銷售價格大約在100元—300元之間，具有相應(yīng)分辨率的V/F轉(zhuǎn)換模塊的銷售價格約為100—150元，而采用PWM技術(shù)設(shè)計的A/D轉(zhuǎn)換器中所用到的主要芯片或元器件為：運放：8元；高速比較器LM311或LM393：2元；MCU：15元（但采用A/D轉(zhuǎn)換器芯片時也必須要用MCU，當(dāng)采用用戶系統(tǒng)中的MCU時此費用可?。?，即：總費用包括MCU時才不超過30元，按照保守用量計算：若A/D芯片加V/F轉(zhuǎn)換模塊的年需求總量為十萬片（塊）時，其經(jīng)濟效益是相當(dāng)可觀的。
參考文獻(xiàn)：
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[4]魏小龍. MSP430系列單片機接口技術(shù)及系統(tǒng)設(shè)計實例[M].北京航空航天大學(xué)出版社, 2003.6