0 引言

    隨著無線應用的快速發(fā)展，要求通信系統(tǒng)具有更寬的帶寬以及更快的輸出傳輸率。由于窄帶系統(tǒng)已經(jīng)無法滿足這些需求，操作于2.4 GHz～5.2 GHz的寬帶系統(tǒng)應運而生，然而寬帶系統(tǒng)引入的帶外干擾退化了系統(tǒng)的靈敏度^[1-2]。為了解決這種問題，可以用同時操作于兩個不同頻段的窄帶系統(tǒng)來實現(xiàn)。

    作為接收機系統(tǒng)的第一級模塊，低噪聲放大器LNA用于放大射頻輸入信號的功率以及抑制系統(tǒng)信噪比的退化。為了實現(xiàn)多頻段工作，文獻[3]-[6]提出了一種開關(guān)LNA，該電路在一個時刻工作于一個頻段，然而該結(jié)構(gòu)的延遲較大。文獻[7]-[8]提出了一種并行LNA，雖然可以同時工作于兩個頻段，然而卻是以犧牲功耗為代價的。為了在較低的功耗下實現(xiàn)LNA的雙頻段工作，需要設計一種并發(fā)的雙頻段LNA，這就需要對輸入匹配網(wǎng)絡和輸出匹配網(wǎng)絡進行雙頻段設計。

    本文在對多種雙頻段匹配網(wǎng)絡分析的基礎上，對帶通和帶阻濾波器相連的形式進行改進以實現(xiàn)電路的雙頻段工作。傳統(tǒng)的帶通和帶阻濾波器相連的結(jié)構(gòu)，可能會引起增益幅度的不平衡。而本文提出新穎的雙頻段匹配網(wǎng)絡，可以在不使用帶阻濾波器的情況下，實現(xiàn)較高增益幅度的平衡。

1 雙頻段輸出匹配網(wǎng)絡

    以往文獻提出了一種并聯(lián)帶通和帶阻濾波器實現(xiàn)的雙頻段輸出匹配網(wǎng)絡，如圖1所示^[9]，其中，L₁和C₁構(gòu)成帶通濾波器，L₂和C₂構(gòu)成帶阻濾波器，信號通過電容C_c2耦合到輸出端，帶通濾波器和帶阻濾波器分別在諧振頻率ω_s處產(chǎn)生一個通帶、一個阻帶，這樣就產(chǎn)生了兩個帶通信號，并且這兩個帶通信號的中心頻率ω₁和ω₂分別發(fā)生于圖1所示的P₁點和P₂點處。由圖1所示，如果將該電路應用于輸出匹配網(wǎng)絡，那么LNA在工作頻率ω₁和ω₂處會出現(xiàn)明顯的增益下降問題。而且，如圖2所示，如果諧振頻率ω_s1略低于或者略高于ω_s時，LNA的增益退化更嚴重。例如，當ω_s1>ω_s時，LNA在較高的頻段處產(chǎn)生較低的增益；相反，當ω_s1<ω_s時，LNA在較低的頻段處產(chǎn)生較低的增益，會出現(xiàn)增益的非平衡問題。為了解決這個問題，本文提出了一種新穎的雙頻段輸出匹配網(wǎng)絡。

    為了在兩個工作頻段內(nèi)實現(xiàn)高增益的平衡，可以采用兩個帶通濾波器串聯(lián)的形式，如圖3所示，兩個帶通濾波器分別諧振于2.4 GHz和5.2 GHz處，并且該形式并沒有用到帶阻濾波器電路。

2 并發(fā)雙頻段LNA設計

    圖4所示即為本文所提出的并發(fā)雙頻段LNA，該電路采用基于源極電感退化技術(shù)的共源共柵拓撲結(jié)構(gòu)，晶體管M₁和M₂分別為共源放大器和共柵放大器，它們連接組成共源共柵結(jié)構(gòu)。為了進一步改善輸入和輸出之間的隔離度，引入由晶體管M₃和M₄組成的輸出緩沖級，M₃作為源級跟隨器，M₄作為輸出緩沖級的電流源。為了在功耗限制下實現(xiàn)較低的噪聲系數(shù)，在晶體管M₁的源極引入電感L_s^[10]，而電容C_ex的引入則是為了在保證良好的輸入匹配情況下，進一步優(yōu)化電路的噪聲系數(shù)^[11]。為了實現(xiàn)雙頻段輸入阻抗網(wǎng)絡，采用由L₃和C₃組成的并聯(lián)網(wǎng)絡與窄帶LNA輸入匹配網(wǎng)絡串聯(lián)的形式，窄帶LNA輸入匹配網(wǎng)絡則由源極電感L_s、柵極電感L_g和柵源極間外加電容C_ex組成。而且，在輸入端、輸出端以及共源共柵結(jié)構(gòu)和輸出緩沖級之間分別引入耦合電容C_c1、C_c3和C_c2。

    整體接收機的噪聲性能主要取決于第一級的LNA模塊。圖5給出了LNA電路輸入級噪聲分析的小信號等效電路。

    經(jīng)計算得，輸入網(wǎng)絡的最優(yōu)噪聲阻抗Z_opt為：

    將式(6)的實部和虛部分開得到：

    假設K_c等于1，那么可得Z_opt的虛部等于Z_in虛部的負值，因而，通過對參數(shù)的認真選取，可以使式(11)和式(12)成立，由式(9)和式(10)可見，需要使得Z_in和Z_opt的實部分別與源阻抗Z_s的實部和虛部相等，然而，由式(4)可見，由于Z_opt的實部在兩個不同頻率處有偏差^[2]，因而無法實現(xiàn)噪聲匹配。為了實現(xiàn)噪聲系數(shù)在兩個頻段處的平衡，將式(4)重寫為：

3 芯片實現(xiàn)與測試

    基于SMIC 0.13 μm CMOS工藝，采用Cadence軟件對圖4所示的并發(fā)雙頻段LNA電路進行設計仿真并流片實現(xiàn)，圖6所示即為流片實現(xiàn)的LNA芯片照片，芯片大小為740 μm×670 μm。LNA在1.2 V電壓供電條件下，消耗了2.2 mA的電流、2.64 mW的功耗。

    圖7給出了正向增益S₂₁、輸入發(fā)射系數(shù)S₁₁以及輸出發(fā)射系數(shù)S₂₂的測試結(jié)果，在2.4 GHz和5.2 GHz處，正向增益分別取得了16.8 dB和17.2 dB的較高數(shù)值，可見在兩個不同頻段下，正向增益相差無幾，只相差0.4 dB，實現(xiàn)了雙頻段處的增益平衡。輸入發(fā)射系數(shù)在2.4 GHz和5.2 GHz處，分別為-16.7 dB和-19.5 dB，輸出發(fā)射系數(shù)在兩個頻率處分別取得了-18.3 dB和-11.4 dB，輸入輸出發(fā)射系數(shù)性能較優(yōu)。

    圖8給出了噪聲系數(shù)NF的實測結(jié)果，在2.4 GHz和5.2 GHz處，噪聲系數(shù)分別為3.1 dB和3.2 dB，兩者僅僅相差0.1 dB，再次驗證了所提出技術(shù)的有效性。并且由功率特性測試結(jié)果可知，在2.4 GHz處，輸入三階截止點IIP3為-18.5 dBm，在5.2 GHz處，輸入三階截止點IIP3為-16.5 dBm。與文獻[12]～[13]中所設計的LNA相比，本文所提出的LNA在正向增益和功耗方面具有較優(yōu)的性能，并且正向增益和噪聲系數(shù)在兩個頻段處具有更平衡的幅度。

4 結(jié)論

    本文提出了一種新型的并發(fā)雙頻段LNA，該電路嵌有改進的輸出匹配網(wǎng)絡以改善增益的平衡度?；赟MIC 0.13 μm CMOS工藝對本文提出的并發(fā)雙頻段LNA進行了驗證，芯片實測結(jié)果表明，在兩個不同的頻段下，增益僅相差0.4 dB，實現(xiàn)了雙頻段處的增益平衡，并且噪聲系數(shù)僅相差0.1 dB，再次驗證了所提出技術(shù)的有效性。

參考文獻

[1] RAMYA A，RAO T R，VENKATARAMAN R.Concurrent multi-band low-noise amplifier[J].Journal of Circuits，Systems，and Computers，2017，26(6)：1750104.

[2] HSIAO Y C，MEMG C，YANG C.Design optimization of single-/dual-band FET LNAs using noise transformation matrix[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2016，64(2)：519-532.

[3] MADAN A，MCPARTLIN M J，ZHOU Z F，et al.Fully integrated switch-LNA front-end IC design in CMOS：a systematic approach for WLAN[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2011，46(11)：2613-2622.

[4] CHEN W，WANG Z Y，CHEN H，et al.4–20 GHz low noise amplifier MMIC with on-chip switchable gate biasing circuit[J].IEICE Electronics Express，2017，14(18)：1-6.

[5] GUAN R，JIN J，PAN W J，et al.Wideband dual-mode complementary metal–oxide–semiconductor receiver[J].IET Circuits，Devices & Systems，2016，10(2)：87-93.

[6] VALIZADE A，REZAEI P，OROUJI A A.Design of reconfigurable active integrated microstrip antenna with switchable low-noise amplifier/power amplifier performances for wireless local area network and WiMAX applications[J].IET Microwaves，Antennas & Propagation，2015，9(9)：872-881.

[7] KUMAR S，KANAUJIA B K，DWARI S，et al.Co-design approach for wide-band asymmetric cross shaped slotted patch antenna with LNA[J].Wireless Personal Communications，2015，85(3)：863-877.

[8] WU S，RAZAVI B.A 900 MHz/1.8 GHz CMOS receiver for dual-band applications[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，1998，33(12)：2178-2185.

[9] HONG Y J，WANG S F，CHEN P T，et al.A concurrent dual-band 2.4/5.2 GHz low noise amplifier using gain enhanced techniques[C].IEEE Asia-Pacific Symposium on Electromagnetic Compatibility.IEEE：231-234.

[10] KONG S，LEE H D，LEE M S，et al.A V-Band current-reused LNA with a double-transformer-coupling technique[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2016，26(11)：942-944.

[11] KIM B K，IM D，CHOI J，et al.A highly linear 1 GHz 1.3 dB NF CMOS low-noise amplifier with complementary transconductance linearization[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2014，49(6)：1286-1302.

[12] ZHANG Y P，CHEW K W，WONG P F.Analysis and design of a fully integrated CMOS low-noise amplifier for concurrent dual-band receivers[C].International Journal of RF & Microwave Computer-Aided Engineering.IEEE,2005：444-453.

[13] HASHEMI H，HAJIMIRI A.Concurrent multi-band low noise amplifiers-theory，design and applications[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2002，50(1)：288-301.

作者信息:

高麗娜，龐建麗

（黃淮學院，河南 駐馬店463000)