0 引言

    隨著集成電路設計和先進工藝技術的飛速發(fā)展，信號帶寬與時鐘頻率越來越高，模擬IP對噪聲串擾越來越敏感，但隨著芯片電路規(guī)模越來越大，如果將芯片上噪聲串擾的影響通過全局后仿真來評估，仿真效率將會很低下，嚴重限制了噪聲串擾問題的分析與迭代收斂。本文介紹了一個基于VSDP-XcitePI（Virtuoso System Design Platform，VSDP）^[1]對數(shù)?；旌闲酒M行高頻噪聲串擾分析的仿真方法與流程，利用VSDP流程實現(xiàn)了Virtuoso與Sigrity的聯(lián)合互通，在VSDP平臺內(nèi)使用XcitePI對混合信號芯片金屬層布線進行快速建模，利用BBS（Broad Band SPICE，BBS）進行S參數(shù)模型的檢查確保收斂性，最后利用SpectreAPS完成全鏈路仿真。

1 分析場景簡介

    一個典型的射頻接收前端AFE原理圖如圖1所示^[2]，天線信號從Balun輸入端RFIN進入，經(jīng)過LNA放大和混頻器MIXER下變頻后送入后續(xù)的濾波器LPF和模數(shù)轉換電路ADC，轉換成數(shù)字信號輸出給數(shù)字部分電路進行處理^[3]。

    測試信號頻譜如圖2所示，AFE輸出基帶信號頻譜出現(xiàn)了一系列spur，同時在射頻輸入端口RFIN也觀察到spur，這些spur的頻率均為61.44 MHz的倍頻。61.44 MHz是該芯片中數(shù)字電路與數(shù)字IO的工作時鐘基礎頻率，因此可以推斷是數(shù)字部分時鐘的高頻分量以數(shù)模之間噪聲串擾的方式導致了spur問題。

    圖3所示為片內(nèi)數(shù)字與AFE之間的電源/地連接關系示意圖，其中DVSS2是數(shù)字IO ring的地，VSS_ESD是芯片IO ESD ring的全局地，其余電源/地則都是接收AFE各子模塊的電源/地。RFIN bump與電源/地之間沒有直接連接關系。因此需要量化評估數(shù)字IO ring上61.44 MHz的高頻分量通過片內(nèi)電源金屬層傳遞到AFE的模擬電源/地的噪聲；還需要量化評估進入模擬電源/地的噪聲再通過耦合方式串擾到RFIN bump上的噪聲。

    為了實現(xiàn)上述目的，需要將包含Balun、LNA、MIXER、LO、輔助電路以及AFE IO ring在內(nèi)的片上電源網(wǎng)絡及關鍵信號金屬層寄生參數(shù)提取出來，版圖面積大約為1.44 mm²，傳統(tǒng)后仿真提取寄生的工具存在以下問題：(1)后仿真流程通常僅提取RC寄生，但高頻信號耦合分析中還需要包含L、K寄生；(2)RC寄生提取時間將超過2天；(3)如果提取RLCK模型，提取時間成倍增加；(4)生成的模型文件大小預計會超過2 GB，后仿真時間超長。

    而選取VSDP-XciePI完成上述任務，具有以下優(yōu)點：(1)在版圖面積、生成模型的時間、模型規(guī)模以及精度這4個方面中獲得均衡；(2)在VSDP內(nèi)可方便地對模型進行后處理；(3)在VSDP內(nèi)加入封裝乃至單板模型，完成全鏈路仿真，盡可能還原真實環(huán)境；(4)由于模型是加載到前仿真中，而無需使用后仿真的方式，從而大大提高仿真效率。

2 Sigrity XcitePI融入VSDP的流程與方法

    在本文中，基于VSDP-XcitePI的片上串擾分析整體流程如圖4所示。流程主要分為以下5步：(1)輸入件準備；(2)使用XcitePI抽取模型，生成RLCK spice網(wǎng)表模型；(3)可以使用SpectreAPS將RLCK spice網(wǎng)表模型轉換成S參數(shù)模型；(4)利用BBS對S參數(shù)模型進行后處理，保證后續(xù)仿真的收斂準確性及收斂速度；(5)代入全鏈路仿真電路，利用SpectreAPS進行仿真。

    使用該流程前，全鏈路前仿真電路中只包含了芯片電路、封裝模型、單板模型；使用該流程后，全鏈路前仿真就可以將芯片電源網(wǎng)絡及關鍵信號的金屬層布線寄生帶來的阻抗、耦合等影響包含進來了。而且相比于傳統(tǒng)的全芯片后仿真，其仿真運行時間和資源開銷都要小得多。

2.1 XcitePI提取的輸入件準備

    在使用XcitePI開始建模之前，先獲取原始GDS文件以及對應工藝的ICT文件。然后需要編寫.map文件、.tech文件和circuit_def.ckt。其中.map文件定義了GDS中各層金屬及通孔的序號，用于識別各層布線；.tech文件包含待分析版圖的所有信息定義，例如ICT文件路徑、需要提取的電源、地、信號網(wǎng)絡、bump識別定義、需要添加端口的功能模塊名稱、IO模塊名稱、相關的decap模塊名稱以及其他參數(shù)設置。circuit_def.ckt文件用來指定功能模塊、IO模塊和decap模塊的電氣模型。為方便將XcitePI生成的模型代入前仿真電路，4個功能模塊在circuit_def.ckt文件中只定義了subckt name和pin name；而對于前仿真中不會代入實際電路，只需要考慮其等效寄生RC的模塊，則可以在circuit_def.ckt中定義這些模塊對應的簡化等效模型，例如電源IO 模塊。提取后XcitePI模型中就包含了IO模塊的簡化等效模型，后續(xù)仿真中就不再需要額外搭建IO電路，對仿真電路搭建和提升仿真速度都有好處。

2.2 利用XcitePI提取片上金屬層布線寄生模型

    GDS導入到XcitePI后，需要添加端口的功能模塊、IO模塊和Decap模塊會根據(jù)GDS的BBox信息自動識別出來。XcitePI導入的layout如圖5所示，顯示了AP、M11和M10層，包含4個功能模塊、Decap區(qū)域和IO ring區(qū)域。值得注意的是，XcitePI模型中會自動提取MOM電容的等效模型，所以在仿真電路的Decap模塊中不要再加入MOM電容，但要保留MOM電容下方的MOS電容。XcitePI可以自動識別IO ring中的IO cell（circuit_def.ckt中做了定義），仿真電路中同樣不需要放入IO cell。

    為了對比串擾耦合效應的變化，對RFIN bump下方的IO ring版圖布線層進行了修改，增大或減小IO ring與RFIN bump的耦合程度，得到如圖6所示的兩種不同耦合度版圖。其中高耦合版本是把金屬層面積拓寬，增大與RFIN bump的耦合面積；低耦合版本通過將金屬層去掉來減少與RFIN bump的耦合面積。

3 VSDP-Sigrity平臺對S參數(shù)模型后處理方法

    XcitePI生成的片上金屬層布線RLCK模型中包含大量的R、L、C、K器件，且因為有K元素存在，模型不一定滿足無源性要求，所以有可能會導致仿真不收斂或者增加仿真時間。因此，在進入仿真前，可以使用SpectreAPS將RLCK模型轉換成S參數(shù)模型來提升后續(xù)仿真效率。

    轉換完成后，可利用VSDP內(nèi)的BBS對S參數(shù)進行檢查與修調(diào)，以保證仿真收斂性。如圖7所示，可檢查出在處理前S參數(shù)的低頻段存在毛刺、突變等，然后利用修調(diào)功能，對S參數(shù)做平滑、裁剪、內(nèi)插、強制因果性等處理，經(jīng)過修調(diào)后的S參數(shù)在仿真時將體現(xiàn)出更好的收斂準確性和更快的收斂速度。

4 全鏈路耦合串擾仿真結果

    圖8為仿真所用的全鏈路前仿真電路，電路中包含前仿真電路RX_AFE_TOP、IO ring和B2B Diode Cell，以及由XcitePI生成的片上金屬層布線寄生模型。仿真激勵是來自數(shù)字部分的噪聲源，仿真中為了能更清晰地觀察到耦合噪聲，噪聲源幅度設置為20 mVpp，即-46 dBV，頻率為61.44 MHz的50倍頻分量，即3 072 MHz。LO時鐘頻率為5.96 GHz。

    圖9與圖10為RFIN以及各電源地的仿真頻譜圖，其中RFIN頻譜上在3.07 GHz處有-98 dBV的spur，因此從數(shù)字IO ring到RFIN的隔離度即為(-98 dBV)-(-46 dBV)=-52 dBc；在各個電源地上，同樣在3.07 GHz處有大約-100 dBV左右的spur；圖11為RX_AFE的輸出頻譜，雖然3.07 GHz處的spur被電路的輸出底噪淹沒，但在2.89 GHz處有spur，而2.89 GHz恰好是LO時鐘（5.96 GHz）與3.07 GHz串擾噪聲的頻率差，從而間接證明了數(shù)字噪聲串擾進入了RF_AFE電路。

    將仿真結果與測試現(xiàn)象進行比對，數(shù)字IO ring中的電源/地噪聲頻譜顯示3.07 GHz處噪聲分量約為-48 dBm，按前述仿真得到的-52 dBc隔離度估算，RFIN引腳上的耦合噪聲約為-100 dBm；而在測試中在RFIN引腳上的spur約為-94 dBm，因此耦合建模精度約為6 dB，仿真與測試之間的偏差在可接受范圍內(nèi)。

    高耦合、低耦合版圖與原始設計版圖的仿真對比結果如表1所示，低耦合版圖的隔離度增加了4 dB，而高耦合版圖的隔離度則減小了3 dB，顯示了隔離度向預期方向變化的正確趨勢。再次證明了RFIN bump與下方的IO ring布線存在耦合，并且XcitePI抽取的模型準確地反映了變化的趨勢。

5 整體耦合分析效率對比

    VSDP-XcitePI流程與基于傳統(tǒng)的后防真流程的效率對比如表2所示，新流程的整體耗時遠低于傳統(tǒng)后仿真流程。

    VSDP-XcitePI流程中將RLCK模型轉換至S參數(shù)耗時較長，可以通過切分掃描分析頻段來壓縮時間，例如將DC~12 GHz的總頻段按每1 000倍頻來切分，然后做并行處理，轉換時間壓縮至1/3，從而大大減少用本流程進行分析所需的時間。

    此外，帶XcitePI模型的仿真耗時僅比不帶XcitePI模型的仿真耗時增加20%左右，因此仿真耗時沒有顯著增加。

6 結論

    本文實踐的基于VSDP-XcitePI平臺的耦合干擾快速驗證流程，利用XcitePI提取片上金屬層布線的RLCK寄生參數(shù)模型，然后利用SpectreAPS將RLCK寄生參數(shù)模型轉換為S參數(shù)模型以提高后續(xù)電路仿真速度，再利用VSDP中BBS對S參數(shù)模型進行后處理以確保后續(xù)電路仿真的收斂準確性與收斂速度，最終將XcitePI模型代入到前仿真電路中，使得在全鏈路前仿真中就可以將片上金屬層布線的RLCK寄生效應考慮進來，能在設計仿真的更早期階段考慮更加全面的全鏈路寄生參數(shù)效應。本文中分析芯片區(qū)域的面積為1.5 mm²，分析精度達到支撐10 μV級的變化量，分析帶寬超過5 GHz，仿真與測試現(xiàn)象之間的偏差能達到6 dB以內(nèi)。實踐過程中，該流程的快速建模、快速仿真的效率優(yōu)勢也很明顯。本流程適用于大模塊、芯片級的片上金屬層布線RLCK模型抽取，用于系統(tǒng)級PI/SI耦合干擾分析，適合做寬帶趨勢仿真評估，因此可以與QRC等后仿真抽取工具形成良好互補。

參考文獻

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作者信息:

陳  釗1，程  亮1，林志強1，莊哲民2, 劉歡艷2

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