0 引言

    混頻器是收發(fā)機(jī)系統(tǒng)中的關(guān)鍵模塊，主要作用是對(duì)頻率進(jìn)行變換^[1]。上混頻器用在發(fā)射機(jī)中，下混頻器用在接收機(jī)中。通信領(lǐng)域當(dāng)前的熱點(diǎn)集中在怎樣實(shí)施第五代移動(dòng)通信（5G），如今各大射頻廠商正在積極研發(fā)第五代通信產(chǎn)品，學(xué)術(shù)界也有大量論文證明了可實(shí)現(xiàn)5G通信產(chǎn)品電路，K/Ka波段獲得極大的關(guān)注^[2]?？捎脕韺?shí)現(xiàn)5G通信電路的工藝有CMOS工藝、砷化鎵(GaAs)工藝、氮化鎵(GaN)工藝等。CMOS工藝關(guān)注度比較高，價(jià)格低廉，可以與數(shù)字電路大規(guī)模集成，但缺點(diǎn)也明顯：載流子速度比較低，截止頻率低，功率密度小，實(shí)現(xiàn)超高頻電路難度比較大，COMS硅基襯底損耗也是個(gè)嚴(yán)重問題，在實(shí)現(xiàn)片上無源器件電感、變壓器、巴倫的品質(zhì)因數(shù)Q也會(huì)比較小^[2]?？捎脕韺?shí)現(xiàn)混頻器電路的結(jié)構(gòu)有很多種，可分為有源與無源混頻器。無源混頻器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，工作頻帶寬，缺點(diǎn)是損耗比較大，轉(zhuǎn)換增益為負(fù)。有源混頻器有單平衡和雙平衡，單平衡本振隔離要遜色于雙平衡結(jié)構(gòu)^[3]。本文采用的主體結(jié)構(gòu)為Gilbert單元,擁有較高的隔離度，更高轉(zhuǎn)換增益，大多數(shù)混頻器采用Gilbert結(jié)構(gòu)^[4]?；祛l器電路的輸入端口需要差分信號(hào)輸入，片上差分信號(hào)的產(chǎn)生多選用巴倫結(jié)構(gòu)，在頻率不高時(shí)，片上巴倫的面積較大，不利于集成^[5]。常用的片上巴倫結(jié)構(gòu)有Marchand balun和環(huán)形耦合線結(jié)構(gòu)巴倫，考慮到Marchand balun面積比較大，本文選用環(huán)形耦合線結(jié)構(gòu)。設(shè)計(jì)仿真基于廈門三安0.5 μm的PHEMT工藝，實(shí)現(xiàn)了工作在24 GHz頻段的上混頻器。

1 電路設(shè)計(jì)

1.1 巴倫設(shè)計(jì)

    巴倫是一種把單端信號(hào)轉(zhuǎn)換為差分輸出的電路模塊，可應(yīng)用于混頻器、功率放大器、低噪聲放大器等電路。單端信號(hào)通過巴倫模塊，輸出信號(hào)變?yōu)橐粚?duì)幅度相等但相位差為180°的差分信號(hào)。巴倫可分為有源巴倫與無源巴倫，無源巴倫對(duì)輸入信號(hào)有一定程度的衰減，帶寬比較寬，適合超寬帶工作，在高頻段可以把面積做得更小易于集成^[5]；有源巴倫由晶體管電路構(gòu)成，設(shè)計(jì)復(fù)雜，帶寬有限。本文同時(shí)呈現(xiàn)出兩種巴倫，在中頻IF輸入信號(hào)200 MHz采用有源巴倫，在振蕩LO信號(hào)24 GHz處采用無源巴倫，射頻RF輸出信號(hào)也采用無源巴倫輸出信號(hào)。頻率越高，應(yīng)用無源片上巴倫電路面積越小，頻率越低則面積越大^[6]。在面積有限情況下，為了實(shí)現(xiàn)全集成24 GHz上混頻電路，本設(shè)計(jì)在中頻信號(hào)輸入端采用有源巴倫電路，面積更小，在振蕩信號(hào)輸入與射頻輸出端采用無源巴倫結(jié)構(gòu)。

    理想的變壓器巴倫結(jié)構(gòu)如圖1所示。P1端為單端信號(hào)輸入，P2與P3端輸出為等幅相差為180°的差分信號(hào)。

    在文獻(xiàn)[5]中采用耦合線實(shí)現(xiàn)圖1所示的巴倫結(jié)構(gòu)，巴倫耦合線的理論分析可參考文獻(xiàn)[7]。本文給出兩種無源片上巴倫的疊層結(jié)構(gòu)，如圖2與圖3所示。圖2由上下兩層金屬耦合線構(gòu)成，與P1端連接的耦合線在M2層，P2與P3端在M1層，M1與M2的幾何結(jié)構(gòu)為正八邊形，線寬為6 μm，內(nèi)半徑為75 μm。圖3為同層互繞結(jié)構(gòu)。給出圖2的S參數(shù)，幅度差、相位和相差的仿真結(jié)果如圖4所示。在中心頻率為24 GHz時(shí)P1到P2、P3端口的S參數(shù)S(2，1)=-6.228 dB，S(3，1)=-6.228 dB。幅度值不平衡差為0.267 dB。相位差179.877°。由幅度差曲線與相位差曲線，正八邊形巴倫可以適用于較寬的工作頻帶。本文的無源巴倫采用正八邊形巴倫，在相同面積下，正八邊形相對(duì)四邊形有更低插入損耗^[6]。

    在200 MHz的射頻信號(hào)輸入端采用有源巴倫實(shí)現(xiàn)單端轉(zhuǎn)差分輸入，同時(shí)對(duì)輸入信號(hào)起到緩沖作用^[8]。有源巴倫的結(jié)構(gòu)如圖5所示。M1管偏置在A類，直流通路由R₁、M1、R₂與M2構(gòu)成，M2處在M1的源級(jí)，有負(fù)反饋?zhàn)饔茫岣唠娐返木€性度。P1端為信號(hào)輸入端，用瞬時(shí)電位法分析，當(dāng)P1信號(hào)為正時(shí)，M1漏端信號(hào)瞬時(shí)為負(fù)，M1源端信號(hào)瞬時(shí)為正，則有漏源信號(hào)相位差為180°，滿足巴倫所需的相位條件。當(dāng)滿足P2與P3端后接負(fù)載阻抗相同為R_L，R₁=R₂時(shí)，忽略體效應(yīng)與溝道調(diào)制效應(yīng)，可以分析出在M1漏端向負(fù)載端看到的交流阻抗為R₁//R_L，同理在M1源端向負(fù)載端看到的阻抗為R₂//R_L，輸出信號(hào)的負(fù)載相同則可以滿足幅度相同的條件，P1到P2的電壓增益為：

同理P1到P3的增益大小相同。當(dāng)g_m1比較大時(shí)，增益接近于1，對(duì)整個(gè)電路增益沒有貢獻(xiàn)。

1.2 上混頻器電路設(shè)計(jì)

    混頻器也分為有源混頻器與無源混頻器，常定義為有源混頻器增益大于1，無源小于1。混頻的作用就是進(jìn)行頻率變換，上變頻用在發(fā)射機(jī)中，下變頻用在接收機(jī)中?；祛l器為三端口器件，振蕩信號(hào)LO與中頻信號(hào)IF進(jìn)行乘法運(yùn)算，在射頻端口RF輸出端輸出和頻與差頻信號(hào)。混頻器簡(jiǎn)單的理解可以是一個(gè)開關(guān)電路，如圖6所示的開關(guān)模型。振蕩信號(hào)LO對(duì)開關(guān)S1起到控制作用，LO的頻率不同，在輸出端得到的波形就會(huì)不同。下面論述為理想分析，LO為方波信號(hào)LO=S(W_LOt)，完全控制信號(hào)通路開通和關(guān)斷。假設(shè)輸入信號(hào)RFin=V_RFinCOS(W_RFint)，當(dāng)開關(guān)S1閉合時(shí)射頻信號(hào)通過，當(dāng)S1關(guān)斷RF_out端沒有信號(hào)出現(xiàn)，輸出端呈出續(xù)斷的余弦信號(hào)。輸出信號(hào)表達(dá)式為：

其中振蕩信號(hào)S(W_LOt)的傅里葉級(jí)數(shù)展開式為：

    本文采用吉爾伯特結(jié)構(gòu)的雙平衡混頻器,可參考文獻(xiàn)[9-10]，對(duì)比于單混頻器，各個(gè)端口間隔離度較好，特別是中頻端口對(duì)本振隔離度較高，較好地改善了單混頻器在本振隔離上的不足。圖7是24 GHz上混頻器的原理圖。射頻輸入端采用有源巴倫，振蕩信號(hào)輸入與中頻輸出端采用無源巴倫結(jié)構(gòu)。M3～M8構(gòu)成吉爾伯特單元，M5～M8漏端信號(hào)由巴倫耦合輸出給負(fù)載。M3與M4偏置在A類，射頻小信號(hào)由有源巴倫轉(zhuǎn)換為差分信號(hào)后分別加載在M3、M4的柵極，M3與M4為信號(hào)放大級(jí)。M5～M8在LO信號(hào)的調(diào)控下，工作在開關(guān)狀態(tài)，在M5與M8導(dǎo)通時(shí)，M6與M7關(guān)斷。反之在M5與M8關(guān)斷時(shí)，M6與M7導(dǎo)通。M3漏端小信號(hào)電流在LO信號(hào)一個(gè)周期中，半周期中由M5源端流入，另半周期由M6源端流入。同理M4漏端工作狀態(tài)與M3相同。本文M5～M8偏置在深A(yù)B類，M5的靜態(tài)電流為1.2 mA，M3與M4靜態(tài)電流為2.4 mA。LO信號(hào)為正弦波大信號(hào)，LO的差分信號(hào)分別加載在M5、M8的柵極與M6、M7的柵極。M5、M8在LO的正半周期飽和導(dǎo)通，M6、M7柵源電壓必定小于開起電壓，處于關(guān)斷狀態(tài)，反之亦然。在M5～M8處于理想開關(guān)狀態(tài)下，混頻器電路的電壓轉(zhuǎn)換增益為：

g_m3為M3的跨導(dǎo)，R_L為射頻輸出負(fù)載。

1.3 混頻器版圖設(shè)計(jì)

    本文的版圖如圖8所示。振蕩信號(hào)從圖8上端LOin焊盤輸入，信號(hào)通過巴倫差分輸送到M5～M8的柵極調(diào)控晶體管的開與關(guān)。200 MHz由圖右邊IRin焊盤輸入，射頻信號(hào)由圖8下端RFout輸出。

2 仿真結(jié)果分析

    本文混頻器電路基于廈門三安0.5 μm PHEMT工藝設(shè)計(jì)，最終的版圖電磁仿真（EM）基于ADS2015平臺(tái)的Momentum仿真工具，本文給出的數(shù)據(jù)為電磁仿真后的數(shù)據(jù)。上變頻混頻器的轉(zhuǎn)換增益定義為：ConvGain=RFoutPower（射頻輸出功率dBm）-IFinPower(中頻輸入功率dBm)。圖9給出了轉(zhuǎn)換增益與中頻輸入功率的關(guān)系。圖10給出了振蕩輸入功率（LOinPower）與轉(zhuǎn)換增益之間的關(guān)系。

    圖9仿真條件是在振蕩輸入功率LOinPower=0 dBm時(shí)的仿真結(jié)果，由圖9可看出在中頻輸入功率IFinPower=<-20 dBm時(shí)，混頻的轉(zhuǎn)換增益大約為10 dB，在IFinPower>-20 dBm后，轉(zhuǎn)換增益開始衰減，約按線性衰減，在IFinPower=-10 dBm時(shí)增益為0 dB。圖10仿真條件為IFinPower=-20 dBm時(shí)的仿真結(jié)果，在振蕩輸入功率LOinPower>=0 dBm時(shí)，轉(zhuǎn)換增益趨于平穩(wěn)，ConvGain>10 dB。當(dāng)LOinPower=<0 dBm時(shí)，轉(zhuǎn)換增益開始衰減，約為線性衰減，在LOinPower=-8 dBm時(shí)，增益為0。圖11給出了本振LO泄露到RF輸出端口的功率隨中頻輸入功率變化的增益曲線，本文定義為：LO-RF-Isolation=(射頻輸出端口本振功率)RFoutLO-LOinPower。當(dāng)LOinPower=0 dBm，由圖11可看出當(dāng)中頻輸入功率IFinPower=<-15 dBm時(shí)，隨著中頻輸入功率的增大，振蕩功率泄露到射頻輸出端口RFin的衰減變大，在IFinPower=-22 dBm時(shí)，衰減增益大約為-32.5 dBm。圖12給出了當(dāng)中頻輸入功率IFinPower=-20 dBm時(shí)，射頻端口對(duì)振蕩端口的隔離度曲線，整體的趨勢(shì)是隨振蕩頻率的增大，衰減增益變小，在LOinPower=0 dBm附近有一個(gè)相對(duì)穩(wěn)定的衰減，大約衰減-31 dBm。

    圖13給出了輸入1 dB壓縮點(diǎn)的曲線圖，本振功率為0 dBm。outPower曲線為射頻輸出端口輸出功率曲線，line線為輔助線。隨著中頻輸入功率的變大，輸出功率也在增大，在中頻輸入功率IFinPower=-20 dBm時(shí),增益壓縮1 dB，此點(diǎn)的輸出大約功率為-11 dBm，最大輸出功率約為-10 dBm。

    表1是本文與參考文獻(xiàn)的有關(guān)參數(shù)對(duì)比表。

3 結(jié)束語(yǔ)

    本文應(yīng)用廈門三安PHEMT工藝設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了一款24 GHz頻段的上變頻混頻器，由版圖仿真結(jié)果來看最大轉(zhuǎn)換增益高達(dá)9 dB。射頻輸出口對(duì)本振的抑制大于32 dB，有較好的抑制效果。可對(duì)國(guó)產(chǎn)商用Ka波段混頻器的設(shè)計(jì)提供一定參考。

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作者信息：

周正軒，李  罡，林甲富，章國(guó)豪

（廣東工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，廣東 廣州510006）