摘要：研制了一款基于PID控制輸出電壓的高頻軟開關(guān)電源。主電路采用了倍壓整流輸出LLC諧振變換器，利用PID控制閉環(huán)電壓反饋，并通過(guò)對(duì)諧振變換器的特性分析繪制了直流增益曲線。根據(jù)理論分析與計(jì)算并結(jié)合實(shí)際調(diào)試情況，對(duì)LLC微波電源的主要參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，得到的仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了分析計(jì)算的正確性。

　　關(guān)鍵詞： LLC諧振變換器；PID控制；零電壓開關(guān)；微波爐磁控管

0引言

　　隨著家用微波爐的普及使用，傳統(tǒng)微波爐磁控管的供電電源效率低、功率不可調(diào)、噪聲大等缺點(diǎn)日益明顯。如果微波電源能實(shí)現(xiàn)功率連續(xù)可調(diào)、零電壓開關(guān)、PID控制等特性，將可有效地克服上述缺點(diǎn)。在對(duì)變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)考慮上，LLC諧振變換器相對(duì)其他拓?fù)洌邆淞斯ぷ鞣秶鷱V、調(diào)節(jié)效率高、通態(tài)損耗低等特點(diǎn)。國(guó)內(nèi)一些學(xué)者對(duì)這一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的參數(shù)最優(yōu)化、提高功率密度等方面進(jìn)行了研究，并取得了一定成果［13］，但研究偏向于低頻低壓情況。國(guó)外的學(xué)者對(duì)這一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)研究較早，但主要是對(duì)變換器高頻率時(shí)的低效率問(wèn)題進(jìn)行研究［47］,對(duì)高功率高頻段應(yīng)用研究較少。文獻(xiàn)［811］對(duì)高壓多諧振直流輸出進(jìn)行了介紹。本文在充分研究了LLC諧振及微波電源磁控管的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步分析提出了一種利用PID控制電壓輸出，采用倍壓整流作為磁控管輸出端電路的模型，并設(shè)計(jì)了主電路的參數(shù)，結(jié)合實(shí)驗(yàn)仿真進(jìn)行了論證。此方面的研究對(duì)提高微波爐烹飪效率、提高微波爐的智能化程度、響應(yīng)國(guó)家發(fā)展低碳經(jīng)濟(jì)等具有重要的意義。

1主電路結(jié)構(gòu)

　　所采用的變頻微波爐電源LLC諧振變換器的主電路模型如圖1所示。其中，L1為濾波電感，C1為濾波電容，L1、C1與D1模塊組成整流濾波電路。開關(guān)管模塊由兩個(gè)帶有反并聯(lián)二極管的開關(guān)管組成。Lr、Lm和Cr分別為諧振電感和諧振電容。T為理想變壓器。負(fù)載等效模塊用于等效負(fù)載陰極與陽(yáng)極間的寄生電容，R1和R0分別為諧振狀態(tài)和非諧振狀態(tài)的負(fù)載等效電阻。反饋模塊由PID控制器和PWM脈沖發(fā)生器組成，其中PID控制器可對(duì)負(fù)載電壓進(jìn)行反饋，PWM脈沖發(fā)生器可產(chǎn)生兩路占空比互補(bǔ)、頻率可調(diào)的脈沖，可為開關(guān)管模塊提供輸入脈沖。變壓器副邊采用了倍壓整流電路，以便在磁控管的陽(yáng)極和陰極之間輸出穩(wěn)定的直流電（Uout≈4 000 V）。負(fù)載端的VD3、VD4、C3和C4共同組成倍壓整流電路。C1為濾波電容，使用小容量無(wú)極性電容。

　　圖2所示為PWM脈沖發(fā)生器內(nèi)部實(shí)現(xiàn)模塊。圖中in為該模塊的輸入端，其值取自PID控制器通過(guò)對(duì)輸出電壓偏差值的調(diào)節(jié)得到的反饋值。該模塊通過(guò)輸入端in與設(shè)定的基礎(chǔ)脈沖頻率疊加，實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)自動(dòng)調(diào)節(jié)產(chǎn)生脈沖頻率的功能，并通過(guò)積分器及符號(hào)函數(shù)模塊產(chǎn)生三角波，而后通過(guò)比較器生成占空比互補(bǔ)的兩路脈沖。　　

　　如圖3所示，使用交流分析法等效出LLC諧振變換器的電路結(jié)構(gòu)，并根據(jù)由此等效得到的電路來(lái)進(jìn)行輸入特性分析計(jì)算。

　　根據(jù)圖3的等效電路，假設(shè)輸入直流電壓為Uin，輸出直流電壓為Uo，負(fù)載電阻為R。通過(guò)理論計(jì)算可得到：Uin(RMS)（諧振電路輸入電壓的基波有效值）、Uo(RMS)（諧振電路輸出電壓的基波有效值）、Req（副邊實(shí)際負(fù)載電阻折算到原邊的電阻值），由此可求得交流基波電壓增益。

　　假設(shè)f為主電路開關(guān)管模塊輸入脈沖的頻率，k=Lm/Lr，便可以求出fs（串聯(lián)諧振的頻率）、Q（串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)）和ω，公式如下：

　　將以上參數(shù)代入式（4）中得：

　　則直流電壓增益為：

3LLC諧振變換器直流增益曲線分析

　　為了分析不同參數(shù)值對(duì)直流電壓增益的影響，使用MATLAB工具進(jìn)行增益曲線的繪制。由于匝比n、Q值及k值對(duì)直流增益曲線的變化均有影響，故利用控制變量法對(duì)逐個(gè)因素進(jìn)行分析。

　　首先對(duì)k值進(jìn)行分析。將匝比n和Q值取固定值，取不同的k值進(jìn)行繪制相應(yīng)情況下的增益曲線。如圖4所示。取不同的k值，得到的曲線各不相同，因此確定k值對(duì)直流增益有影響。圖4中，橫坐標(biāo)代表歸一化頻率，當(dāng)其在增大的過(guò)程中，每條曲線都是先增大后減小。給定的k值越大，所能獲得的最大直流增益越小，且到達(dá)最大直流增益時(shí)對(duì)應(yīng)的頻率也越小。因此當(dāng)k值偏大，而輸入電壓的值較小時(shí)，由于最大直流增益過(guò)小，很可能導(dǎo)致無(wú)法輸出所需幅值的電壓。從增加直流增益的角度來(lái)分析，應(yīng)盡量使k值減小，使獲得的最大增益增加。但從變換器的損耗來(lái)看，由于k的取值與Lm成正比，因此當(dāng)k選取較小值時(shí)，會(huì)導(dǎo)致諧振網(wǎng)絡(luò)的勵(lì)磁電感變小，在相同輸入的情況下，勵(lì)磁電流會(huì)增加，導(dǎo)致諧振網(wǎng)絡(luò)的損耗增加。綜上分析可得，k值應(yīng)在損耗和直流增益二者之間取折中值為宜。圖4不同k值的諧振網(wǎng)絡(luò)直流增益曲線

　　圖5中繪制的是LLC諧振變換器中當(dāng)匝比n和k值一定時(shí)，不同Q值所對(duì)應(yīng)的直流增益曲線。從圖中不難發(fā)現(xiàn)，Q值不同時(shí)，每條增益曲線各不相同，因此可知Q值對(duì)直流增益有影響。在歸一化頻率增大的過(guò)程中，每條曲線都是先快速增大而后慢慢減小。Q值越大，所能到達(dá)的最大直流增益越小，且到達(dá)最大直流增益時(shí)的歸一化頻率越大（越接近于1），即越接近于諧振頻率。圖中的5條曲線均通過(guò)了相同的一點(diǎn)，即諧振發(fā)生時(shí)，此時(shí)的歸一化頻率等于1，所有的Q值下的直流增益均相同。此時(shí)的直流增益只與n有關(guān)。當(dāng)選取了適合的匝比n時(shí)，能使變換器始終工作于合適的頻段內(nèi)。如果選取了過(guò)小的匝比n，則f有可能大于fs，這樣就無(wú)法始終滿足零電壓導(dǎo)通的條件。如果選取了過(guò)大的匝比n，則f有可能小于fs，導(dǎo)致變換器的實(shí)際頻率距離諧振頻率過(guò)遠(yuǎn)。從圖中可以看出，當(dāng)歸一化頻率位于02~1之間時(shí)，直流增益的變化幅度隨k值的減小而增大。由于需要使用PWM脈沖發(fā)生器產(chǎn)生不同的頻率來(lái)改變輸出的電壓值，因此在選取工作頻段時(shí)應(yīng)挑選電壓增益較敏感的頻段，因此f不宜大于fs，即歸一化頻率不宜大于1，否則容易造成調(diào)節(jié)靈敏度下降。綜上所述，在分析設(shè)計(jì)電源的工作頻段時(shí)，應(yīng)將頻率f的變化范圍固定在fr（第一揩振頻率，fr=20 kHz）與fs之間。

4仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

　　4.1參數(shù)及仿真波形

　　通過(guò)上述的計(jì)算分析，研制了一臺(tái)采用LLC諧振變換器與PID控制反饋相結(jié)合的變頻微波電源樣機(jī)，經(jīng)過(guò)多次的仿真參數(shù)調(diào)整后，將電路中主要的元件參數(shù)選定為：L1=120 μH, C1=5 μF, C2=02 μF, Lr=16 μH, Lm=45 μH, Cr=38 μF，變壓器匝數(shù)比n為1∶19,C3=5 600 pF ,C4=5 600 pF。如圖6所示，開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓導(dǎo)通，諧振電容上的電壓波形近似正弦波，證實(shí)了對(duì)LLC諧振變換器特性的計(jì)算和分析的正確性。

　　4.2仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　使用PWM脈沖發(fā)生器模塊電路作為L(zhǎng)LC諧振變換器的控制器，將脈沖發(fā)射頻率控制在最高40 kHz、最低20 kHz之間。如圖7所示為輸出電壓的實(shí)驗(yàn)波形。容易發(fā)現(xiàn)，輸出電壓經(jīng)PID控制反饋調(diào)節(jié)后其波形可看作一條近似直流電壓與一個(gè)100 Hz的梯形波疊加而成，輸出值可以在短時(shí)間內(nèi)（約006 s）達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，穩(wěn)定的輸出電壓接近4 000 V，與預(yù)期計(jì)算的電壓值吻合，可以為磁控管負(fù)載供電。

　　當(dāng)微波電源帶磁控管負(fù)載時(shí)，輸出功率很難測(cè)定。為了得到電源效率與輸入功率之間的關(guān)系，使用大功率的電阻來(lái)模擬負(fù)載，通過(guò)改變PWM脈沖發(fā)生器產(chǎn)生的頻率來(lái)反饋得到相對(duì)應(yīng)的電壓值，輸入功率Pin在很寬的范圍（600～1 200 W）內(nèi)時(shí)，電源效率能達(dá)到88%以上，證實(shí)了采用PWM脈沖控制PID調(diào)節(jié)的設(shè)計(jì)及諧振網(wǎng)絡(luò)的零電壓開關(guān)設(shè)計(jì)可以大幅度地降低開關(guān)頻繁通斷損耗，從而提高電源的使用效率。

5結(jié)論

　　通過(guò)實(shí)驗(yàn)得出以下結(jié)論：

　　(1)在LLC諧振變換器中負(fù)載端使用零電壓開關(guān)來(lái)降低損耗的設(shè)計(jì)是有效的，利用LLC諧振變換器特性得出的直流增益曲線是正確的，對(duì)微波電源的參數(shù)設(shè)計(jì)是合理的。

　　(2) 在LLC諧振變換器的主電路中加入PID控制可以有效縮短電壓達(dá)到穩(wěn)定值的時(shí)間，修改開關(guān)管輸入脈沖的頻率可以達(dá)到快速穩(wěn)定地調(diào)節(jié)電壓的目的。

　　(3) 開關(guān)管頻率在20～40 kHz的開關(guān)頻率范圍內(nèi)，可實(shí)現(xiàn)磁控管的輸出功率線性連續(xù)可調(diào)，通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)不斷設(shè)定和改變頻率的取值，驗(yàn)證了零電壓開關(guān)特性在所屬頻率范圍內(nèi)都是安全有效的。

　　(4) 研究倍壓整流式LLC諧振變換器拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)思路和方法可以類推到其他的高頻微波電源領(lǐng)域。

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