0 引言

    近年來，隨著移動互聯(lián)網(wǎng)的蓬勃發(fā)展，移動通信數(shù)據(jù)呈現(xiàn)爆炸式的增長，現(xiàn)有的通信系統(tǒng)很難滿足人們未來生活的需求。為了提高數(shù)據(jù)容量和通信速度，需要增加信道帶寬，相比于擁擠的幾百兆赫茲到幾吉赫茲頻段，毫米波頻段有大量的有待開發(fā)的頻譜資源，是無線通信領(lǐng)域最具發(fā)展?jié)摿Φ募夹g(shù)之一。

    作為收發(fā)機中最為重要的模塊，功率放大器（PA）的性能決定著整個通信系統(tǒng)。CMOS功率放大器成本較低，但是輸出功率較低和線性度較差，目前很難滿足通信系統(tǒng)的要求?；衔锇雽w（砷化鎵等）功率放大器工藝集成度低，成本過高^[1-2]。SiGe工藝實現(xiàn)了性能和成本的平衡，而且效率高、增益大、線性度好、功率密度高，非常適合于功率放大器的設計，受到了國內(nèi)外學術(shù)界和產(chǎn)業(yè)界的普遍關(guān)注。

    工作在毫米波頻段的功率放大器由于寄生電容影響增大、無源器件損耗增加，導致晶體管可獲得增益較低，輸出功率較小。針對該問題，本文基于0.13 μm SiGe工藝，設計了一款工作在38 GHz頻率的單級功率放大器，采用堆疊（Stacked）異質(zhì)結(jié)（HBT）結(jié)構(gòu)，提高了增益；通過優(yōu)化級間有源器件尺寸、偏置等參數(shù)，實現(xiàn)了較高輸出功率和效率的功率放大器。

1 技術(shù)原理

    如圖1所示為傳統(tǒng)功率放大器的基本結(jié)構(gòu)^[3]，在毫米波頻段，利用四分之一波長傳輸線作為晶體管負載阻抗。對于不同的工作頻率和工藝，四分之一線長度不同。但是即使在38 GHz，本項目使用的工藝下，四分之一波長仍有930 μm，片上實現(xiàn)需要很大面積，而且傳輸線引入的插入損耗與其長度成正比，過長的傳輸線降低了功率放大器的輸出功率和效率。

    依據(jù)傳輸線理論，不同長度的傳輸線可以用來實現(xiàn)不同的電抗，長度為d的傳輸線終端接負載Z_L的輸入阻抗可以用下式表示^[4]：

    其中，V⁺表示入射波電壓，Γ₀表示終端反射系數(shù)，β表示相位闡述，Z₀為傳輸線特征阻抗。當傳輸線終端短路時，Γ₀=-1，式(1)可以化簡為：

    可以看出，當傳輸線長度不同時，可以表示不同的周期性變化電抗值，而且當傳輸線長度小于四分之一波長線時，傳輸線的作用等效為電感，等效電感值為：

    HBT結(jié)構(gòu)形成了許多PN結(jié)，所以有許多結(jié)電容。在集電極端，主要有有集電極-基極結(jié)電容C_μ，集電極-襯底結(jié)電容C_CS，將集電極對地總電容記為C_C，如圖1所示。

    由于HBT集電極電容的存在，可以通過使傳輸線等效電感和HBT集電極寄生電容諧振實現(xiàn)高負載阻抗，諧振頻率如式(4)：

    從式(4)可見，通過設計傳輸線的長度和特征阻抗等參數(shù)實現(xiàn)所需要的諧振頻率。相比于在四分之一波長傳輸線，這種負載結(jié)構(gòu)Q值降低，功率放大器帶寬增大，而且傳輸線長度顯著減小，因此減小了損耗，降低了芯片面積，節(jié)省了成本。

2 電路設計

2.1 原理圖設計

    本文基于IBM 0.13 μm SiGe工藝，設計了一款采用有源偏置電路的功率放大器，其電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。采用堆疊（Stacked）2個HBT結(jié)構(gòu)，其有以下優(yōu)點：(1)增益近似是共射極HBT結(jié)構(gòu)的兩倍，單級放大器就可以實現(xiàn)很高的功率增益；(2)由于HBT擊穿電壓較小，采用這種結(jié)構(gòu)提高電源電壓，提高了輸出功率；(3)功率放大器的輸出電阻放大了（1+g_mR_out）倍，增強了驅(qū)動負載的能力^[5]；(4)反向隔離度（S21）增大，使得輸出信號對輸入信號的干擾減小。利用上文提到的傳輸線和集電極電容諧振的方法，使得傳輸線TL1長度從930 μm（四分之一波長）減小到405 μm，面積和損耗減小，提高了輸出功率和效率。輸入端匹配電路將端口50 Ω匹配到晶體管輸入阻抗的共軛值以減小信號反射；輸出端利用負載線原理優(yōu)化負載阻抗值，實現(xiàn)最大輸出功率。

2.2 有源器件設計

    本項目所用工藝中，提供了高速和高壓兩種類型的HBT器件，主要參數(shù)如表1所示。高擊穿電壓HBT結(jié)構(gòu)對應截止頻率低，高截止頻率HBT對應增益較高，為了提高放大器增益，選用高速HBT器件。擊穿電壓BVceo=1.8 V，BVceo是基極開路時發(fā)射極-集電極的擊穿電壓，而當基極處于低阻, BVce超過5 V，因為雪崩擊穿產(chǎn)生的空穴經(jīng)低阻的基極流出^[6]。HBT尺寸需要多方面的考慮折中，增加HBT發(fā)射極面積可以增加輸出功率，但是隨著HBT尺寸的增加，輸出最優(yōu)負載阻抗(Z_opt)和輸入阻抗(Z_in)減小，輸出最優(yōu)阻抗匹配到50 Ω和將輸入阻抗匹配到50 Ω難度增大，增大HBT發(fā)射極面積增加的輸出功率被匹配電路消耗，因此發(fā)射極面積存在最優(yōu)值。晶體管的偏置決定了功率放大器的工作狀態(tài)，偏置較低，PA的效率較高，但是可能產(chǎn)生增益膨脹效應，線性度變差；偏置較高時，增益和線性度提高，相應功耗也較高，靜態(tài)工作點的選擇要在線性度，功耗，效率，增益中進行優(yōu)化。綜合考慮，選擇基極電壓為0.83 V。輸出電壓過低時會導致Stacked HBT提前進入飽和區(qū)而限制了輸出電壓擺幅，同時偏置過低會導致共射極HBT集電極-發(fā)射極電壓過高而擊穿。Stacked HBT基極電壓選擇為2 V。

2.3 有源偏置電路設計

    功率放大器的偏置常采用電阻分壓或者電感實現(xiàn)。但是由于電阻在工藝制造中誤差較大^[7]，引起偏置不準確。電感偏置實現(xiàn)所占用芯片面積較大，同時在毫米波段，工藝庫提供電感通常Q值很低，需要通過電磁仿真設計，不易實現(xiàn)。而有源偏置電路具有實現(xiàn)面積小、設計方便的優(yōu)勢，如圖中虛線框所示，由二極管連接的Q_b1、Q_b2和電阻R_bias1和電容C_b給鏡像支路Q_b3提供穩(wěn)定的基極電位，R_bias2的加入減小了Q_b3的非理想因素，提高偏置的穩(wěn)定度。通過改變Q1，Q2，R_bias1的參數(shù)使得偏置電路輸出穩(wěn)定的0.83 V電壓。本設計電路器件參數(shù)如表2所示。

3 結(jié)果及分析

    采用Cadence Spectre軟件對電路進行仿真，仿真結(jié)果如圖3～圖5所示，從圖中可以看出，在整個頻帶內(nèi)，穩(wěn)定性因子(K)大于1，功率放大器無條件穩(wěn)定；在35~40 GHz內(nèi)，S11<-10 dB；輸出1 dB壓縮點功率(P_1dB)17.8 dBm，P_1dB處的功率附加效率(PAE)為33.2%，在38 GHz處功率增益達到最大值19.0 dB，功耗252 mW。表3給出了本設計與其他文獻的性能對比，可以看出，本文設計的功率放大器提高了輸出功率、增益和效率。

4 結(jié)論

    本文基于IBM 0.13 μm SiGe工藝設計了一種應用于38 GHz頻段的功率放大器。由于四分之一波長占用面積較大，提出了利用傳輸線的電感效應和HBT寄生電容諧振的方法，減小了芯片面積；同時采用堆疊HBT的結(jié)構(gòu)，提高了功率放大器的增益；通過優(yōu)化有源器件的尺寸和靜態(tài)工作點，增加了輸出功率和效率。仿真結(jié)果表明：38 GHz 功率放大器1 dB壓縮點輸出功率為17.8 dBm，功率增益為19.0 dB，1 dB壓縮點處的功率附加效率（PAE）為32.3%，功耗為252 mW。與其他文獻對比，本設計實現(xiàn)了輸出功率大，增益和效率高的設計目標。

參考文獻

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