摘  要： 設計了一款用于雙極型步進電機的斬波驅動電路，采用可變增益放大器實現電流檢測和角度細分以提高精度，采用新型低功耗功率放大電路降低芯片功耗，并采用0.35 μm BCD工藝，最高輸出電壓為35 V，驅動能力為±2.5 A。測試結果表明，負載電源靜態(tài)電流為3.9 mA，功率管導通電阻不超過0.23 Ω，斬波電流誤差小于8%。

　　關鍵詞： 斬波驅動；電流檢測；功率放大電路

0 引言

　　步進電機作為控制執(zhí)行元件，它的無累積誤差[1]等特點使其在數字控制系統、工業(yè)控制等領域得到了廣泛應用，它的性能主要取決于驅動器的設計。驅動器中多采用斬波驅動技術以提高步進電機輸出轉矩和電源利用效率，其電路設計的好壞決定著角度細分中微步步距角的精度。在傳統的斬波驅動器設計中，電路結構復雜，精度不高。本文設計了一款基于0.35 μm BCD工藝實現的斬波驅動電路，精確度高、功耗低且可直接由數字控制實現角度細分。

1 斬波驅動系統設計

　　斬波驅動電路系統構架如圖1所示，包括電流檢測電路、斬波邏輯控制電路、功率放大電路，其中功率放大電路由柵極驅動級電路和H橋電路組成。當電流檢測電路檢測到電機線圈電流達到額定值后復位SR鎖存器，使線圈電流進入衰減狀態(tài)，開關K0打開，外接RC振蕩器衰減到VL電壓后置位SR鎖存器，線圈電流重新進入充電狀態(tài)。上述過程不斷重復，使線圈電流在斬波意義上逼近恒定值。

　　對于斬波驅動電路來說，斬波電流精度和功耗是兩個重要指標，斬波電流精度主要受電流檢測電路精度影響，功耗主要由功率放大電路設計的好壞決定。因此電流檢測電路和功率放大電路的設計是整個系統設計的關鍵。

2 電流檢測電路設計

　　電流檢測有多種實現方式[2]，如圖1所示，該結構采用串聯電阻法，結構簡單穩(wěn)定、精度高且無帶寬限制。由于電機相電流會達到安培量級，出于對功耗和功能的考慮，串聯電阻RS阻值較小，采樣電壓VS限制在很小的范圍內。

　　微步細分[3]的傳統設計常采用DAC將量化的正弦波數據轉化為模擬參考電壓VREF，再通過比較器比較VREF與VS的相對大小，進而控制相電流形成按正余弦規(guī)律變化的階梯波，由于采樣電壓Vs值很小，對比較器精度有很高要求。

　　針對上述問題，本文提出了一種改進型的電流檢測電路。如圖2所示，將采樣電壓VS經非線性可變增益放大器放大，然后與固定的參考電壓VREF比較，這樣大大精簡了電路結構，減小了電路輸入失調對檢測誤差的影響。

　　通過選取合適的可變增益放大器的增益，如式（1）所示，其中數字量D0，D1，…，Dm-1的二進制權重可通過數字信號D[3：0]控制相電流幅度形成按正余弦規(guī)律變化的階梯波，進而實現最高1/16步進的角度細分。

　　電路中各模塊輸入失調的影響如式（2）所示，其中vos_VGA和vos_COM分別表示可變增益放大器和比較器的輸入失調電壓，由此可知上述失調電壓僅僅在相電流較小時對精度有影響，而此時D取較大二進制數，vos_COM對精度影響可忽略不計。

　　此結構中可變增益放大器的設計是重點，它要求能放大接近地電平的正電壓小信號、精確度高并且輸入失調電壓小，本文通過改變輸出電阻實現增益改變[4]，具體電路如圖3所示，圖中省去了控制信號D[2：0]到Y0，Y1，…，Y7的譯碼電路。

　　圖3中MP4、MP5、Q2、MP6、MP7、R2構成一個反饋系統；MP4、MP5、Q2構成前置放大器，Q2工作在放大區(qū)，VQ1與VQ2為輸入信號；MP6、MP7、R2構成反饋網絡。由于MP4、MP5構成共源共柵結構，VP1處輸出電阻很高，可以認為工作過程中VQ1與VQ2差值恒定，那么流過MP7的電流變化量?駐iMP7如式（3）所示，其中駐VQ1、VQ2表示VQ1、VQ2的電壓變化量。

　　圖3中MP2、MP3、Q1、R1構成升壓電路，并與MP4、MP5、Q2、R2結構對稱且對應器件參數相同，MN0為二極管Q1、Q2提供基極電流。同樣地，有?駐VQ1=?駐VS，并且當輸入電壓VS為零電平時，忽略輸入失調電壓，流過MP7的電流為零，滿足了放大接近地電平正電壓小信號的目的。此外MP2、MP3構成的電流鏡結構，使得升壓電路受電源VCC的波動影響很小，避免了傳統檢測電路中上拉電阻結構受電源電壓波動影響的弊端。

　　MP6、MP7與MP8、MP9構成共源共柵電流鏡且對應器件參數相同，有iMP7=iMP8；輸出電壓VG與輸入電壓VS的關系如式（4）所示，其中R3，R4，…，Rm+3表示串聯進MP8、MP9支路的電阻：

3 低功耗功率放大電路設計

　　本設計的功率放大電路中采用H橋結構，H橋橋臂上下管都采用N型電力MOSFET[5]，并通過并聯盡量多的電力MOSFET來獲得較低的導通電阻。

　　上管作為高壓側開關管，其柵極驅動電路如圖4所示，其中MN0表示上管，為保證其較低的導通電阻，通過電荷泵得到高于負載電源電壓VBB大約5 V的柵極驅動電壓VCP[6]。

　　圖4中，VP和VN是數字開關信號Vinh經電平轉換電路產生的模擬開關信號，高低電平分別為VCP和VBB，VP與Vinh同相，VN與Vinh反相。

　　當Vinh為高電平MN3管打開，VOUT端通過D1、MN3、MN4形成對地的電流通路，VB拉低到VOUT電壓以下，以保證MN1處于關閉狀態(tài)；同時打開MP0管，從而對MN0管柵極迅速充電并打開，其中R0為限流電阻。在上管打開期間，VOUT保持高電壓，D1、MN3、MN4通路會有持續(xù)漏電流，因此MN7選用較小尺寸同時增加MN5、MN6管，在Vinh變?yōu)楦唠娖剿查g產生一個高電平脈沖Vm打開MN5管，為MN1柵極電荷提供額外的泄放通路，降低靜態(tài)電流，減小導通時間。

　　當Vinh為低電平時，MN3、MP0管關閉，MP1、MP2管打開，VCP端通過R1、MP2、D2形成到VOUT的通路，VA拉高并保持高于VOUT電壓6 V左右，VB通過MN2跟隨VD升高打開MN1管，從而使MN0柵極電容迅速放電并關斷；同樣地，由于在上管關閉期間R1、MP2、D2通路存在持續(xù)漏電流，因此R1選擇大阻值以降低靜態(tài)電流，MP1、MN2為MN1提供低阻抗充電通路，大大降低關閉時間。

　　上述設計中較小的靜態(tài)電流和開關時間保證了較低的靜態(tài)功耗和開關功耗。

　　下管柵極驅動電路如圖5所示，數字控制信號Vinl通過電平轉換電路MP0′、MN1′對下管MN0′充放電，從而實現功率管的打開和關閉。R0′、R1′、D0′與上管驅動中R0、R1、D0作用一致。

　　為了避免橋臂直通，本電路在柵極控制信號Vinh和Vinl之間了設置合理的死區(qū)時間，使兩者同時為零。

　　在柵極驅動電路中，限流電阻的選擇對于開關功耗至關重要。減小限流電阻阻值能減小開關時間及開關功耗，但若過小，開關功耗有可能不會降低反而急劇升高。

　　考慮到功率管的極間電容，柵極驅動電路如圖6所示。該圖表示上管MN0關閉，下管MN0′打開瞬間的情況。下管MN0′打開，VOUT電壓下降，下管柵極驅動僅對米勒電容CGD2充電，充電電流為i0，此時MN0′的柵源電壓恒定且近似為功率管閾值電壓VTH。VOUT下降速率如式（5）所示，為定值。因為MP0′的導通電阻相比限流電阻R0′較小，式中忽略了它的影響。

　　上管MN0的柵源電壓VGS1由式（6）給出，其中RMN1表示MN1的導通電阻。

　　通過式（6）并且考慮電力MOSFET的特點，VGS1的最大值VGS1_MAX簡化表達式為：

　　由式（7）可以得出，若要減小關閉時間，需減小限流電阻R0′，同時要增加MN1管面積來減小RMN1，因此存在性能與面積間的折中關系。同樣，對于上管驅動中限流電阻R0有同樣關系式。

　　另外過高的dVout/dt會引起晶體管反向恢復電流增加，導致功率管源-漏極電壓超過干線電壓VBB造成晶體管擊穿，上述情況需要同時加以考慮，選取最合適的限流電阻R0′值。

4 仿真與測試結果

　　圖7給出了帶載步進電機正常工作時VS電壓所反映的斬波過程，VS經歷正電壓、負電壓和零電壓分別代表電機線圈充電、快衰減和滿衰減。

　　圖8給出了角度細分下帶載步進電機正常工作時VS電壓，圖8（a）是1/16步進時的整體正弦波形，圖8（b）是1/4步進時的局部臺階。波形的毛刺是正常工作過程中續(xù)流體二極管的反向恢復電流引起的。

　　其他主要參數的詳細測試結果以及目標值如表1所示。測試結果顯示了該電路具有較低的功耗和較高的斬波電流控制精度，很好地實現了設計目標。

5 結論

　　本文完成了應用于兩相雙極性步進電機的斬波橫流驅動電路設計，測試結果表明滿足驅動能力要求，具有較高的精度較低的靜態(tài)功耗以及動態(tài)功耗，并且易集成角度細分控制。同樣的結構也可以應用于三相及以上的步進電機驅動芯片或者直流電機中，因此具有廣泛用途。

參考文獻

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