摘  要： 針對低噪聲放大器實際電路往往和仿真結果出入較大、調試困難等特征，以TRL校準件和芯片量測板為平臺量測出芯片的S參數，通過和廠商提供的S參數比擬，在此基礎上通過射頻仿真軟件設計出的低噪聲放大器，在實際測試中和仿真結果比較接近，大大提高了低噪聲放大器設計的效率和性能。最后以GPS和北斗為例，給出了實測和仿真的S參數Smith圓圖比對結果。

　　關鍵詞： 低噪聲放大器；TRL校準；S參數

　　低噪聲放大器的主要作用是放大天線從空中接收到的微弱信號，減小噪聲干擾，以供系統(tǒng)解調出所需的信息數據[1]。低噪聲放大器是現代無線通信、雷達、電子對抗系統(tǒng)等應用中一個非常重要的部分，并且擁有廣闊的發(fā)展前景，其性能的好壞直接影響了整個系統(tǒng)的性能。常用于接收系統(tǒng)的前端，在放大信號的同時抑制噪聲干擾，提高系統(tǒng)靈敏度。

　　目前，國內關于低噪聲放大器的設計主要是通過EDA軟件借助于芯片廠商提供的設計套件（Design Kit）做軟件仿真來設計的。這種設計方法往往不能很好地得到和仿真接近的結果，而且增加了調試難度，最終也很難達到仿真中的結果。針對這種仿真中的優(yōu)秀結果很難通過實際電路表現出來的問題，本文使用安華高公司的ATF34143芯片來設計低噪聲放大器，選取的工作電壓為3 V和工作電流為20 mA，然后通過設計出的TRL校準件、芯片量測PCB板和矢量網絡分析儀提取出芯片的S參數（特定電壓、電流和電路結構，不含有噪聲系數），再通過和廠商提供的S參數（含有噪聲系數，不確定電路結構）進行擬合，然后在此基礎上通過ADS（Advanced Design Systerm）仿真軟件進行電路設計和仿真，以GPS和北斗兩種不同頻段的低噪聲放大器為例，最終得到了和仿真向接近的S參數。本文中敘述以GPS為主，最后分別給出了GPS和北斗低噪放的實測和聯(lián)合仿真比對的結果。

1 TRL校準件和芯片量測PCB板的制作

　　簡單地說，TRL校準就是通過thru（直通）-reflection（反射）-line（線）三步校準來去掉接入網絡誤差的校準方法，本文設計的TRL校準件選擇聚四氟乙烯介電常數Er=2.65，厚度h=0.8 mm的板材，中心頻率為2 GHz，校準范圍為444 MHz~3.5 GHz，芯片量測PCB板的制作是參考芯片的本身特性以及其封裝結構來設計的，通過TRL校準件和量測PCB板，可以準確地量測到芯片管腳處的S參數[2-3]。

2 兩種S參數的應用

　　一種S參數是從某芯片量測PCB板中提取的，其中包含了反饋網絡和偏置電路，這樣就可以確定這種結構和偏置電路下的S參數，但是這種通過矢量網絡分析儀提取的S參數中不包含噪聲系數。另一種S參數是芯片廠商提供的純粹的S參數，這種S參數中不包含任何額外的電路，并且這種S參數中含有噪聲系數。這兩種S參數各有優(yōu)點，需要做的就是把這它們的各自的優(yōu)點結合起來，使其更方便對電路進行設計。圖1為兩種S參數仿真的原理圖。

　　圖1中，B為實測出的S參數，A為廠商提供的S參數，為了達到擬合的效果，A中根據PCB結構中的電路加入了適當的元器件，其中電阻和電容與PCB中的一樣，電感是根據芯片管腳的長度定義的。當電感為1.1 nH時比擬的效果最好。為了更直觀地看到擬合的效果，采用了Smith圓圖來比較它們的S參數的Smith圓圖，如圖2所示。其中，有圓點的線為廠商提供的S參數調整以后的結果S（3，3），S（4，4），S（4，3），S（3，4），分別對應著圖中曲線所示實測結果的S參數S（1，1），S（2，2），S（2，1），S（1，2），從圖中可以看到兩種S參數的擬合的效果比較理想。

3 低噪聲放大器的原理圖設計

　　3.1 穩(wěn)定性分析

　　因為提取的S參數為特定電壓、電流和電路結構下的S參數，因而在控件中這種仿真環(huán)境已經包含在里面，就不需要再專門設計偏置電路，接下來需要對其進行穩(wěn)定性分析。確保其工作在穩(wěn)定條件下，穩(wěn)定性是低噪聲放大器設計的重要特性之一。很明顯，如果低噪聲放大器電路性能不穩(wěn)定，會成為一個振蕩器。下面是穩(wěn)定性要滿足的3個條件：

　　|S22|2<1-|S12S21|（2）

　　|S22|2<1-|S12S21|（3）

　　K稱為穩(wěn)定判別系數，K>1是穩(wěn)定狀態(tài)。只有當3個條件都滿足時，才能保證放大器是絕對穩(wěn)定的[1]。一般采取穩(wěn)定性的措施有：（1）引入負反饋；（2）在管子的輸入或者輸出端口串并聯(lián)電阻[3]。這兩種方法都有效，但是一般在設計中往往采取多種相組合的方式來做穩(wěn)定。圖3是已經做好穩(wěn)定性的電路，在其輸入端口并聯(lián)了50 的電阻，輸出端口串聯(lián)了一個22 和并聯(lián)了一個500 的電阻，并加入了負反饋。圖4為穩(wěn)定性曲線，可以看到在0~11 GHz上大于1，都是穩(wěn)定的，確保了芯片工作在穩(wěn)定狀態(tài)。

　　3.2 電路的輸入輸出匹配

　　在設計低噪聲放大器時，既要求取得最好的噪聲系數，又要求最大的增益。因此在調節(jié)整個電路的穩(wěn)定性時，就要考慮到最好增益和最佳噪聲系數之間的關系，如圖5為等增益圓和等噪聲系數的Smith圓圖。

　　最佳噪聲和增益點的匹配是低噪聲放大器設計關鍵，GammaS是源反射系數的最佳值，是從分立元件向源看去的。圖中兩個圓圈，深色代表增益圓，步進為1 dB，gain=14.197處的小圓點代表著最佳增益點；淺色的為噪聲圓，其步進為0.2 dB，其圓心代表著最佳的噪聲點。根據Hau′s的理論，如果式GammaS=S*11成立，則分立器件的最小噪聲系數與最大增益將同時達到[5]。因此為了獲得較好的噪聲系數和較好的增益，在設計的過程中盡量使S*11和GammaS相接近，圖5是以GPS為例，其中m9為GSP在頻率1 575.42 MHz的S11所在的點，對其取共軛可以想象它和GammaS非常接近。調整好最佳的源反射系數以后，就要對其進行輸入輸出匹配。以GPS為例給出了匹配的電路如圖6所示。

　　原理圖匹配號好以后進行原理圖仿真，如果原理圖仿真沒有問題，則進行聯(lián)合仿真。經過調試以后的聯(lián)合仿真電路如圖7所示，聯(lián)合仿真是用來消除分立器件和走線的分布參數等對結果的影響。最后聯(lián)合仿真的結果如圖8、9所示。其中包含了S（1，1），S（2，2），S（1，2），S（2，1）以及噪聲系數和穩(wěn)定性，都滿足要求。

4 焊接和測試

　　最后按照聯(lián)合仿真結果的數值，進行電路板的焊接，焊接的時同樣也是要注意連接頭的焊接的一致性，焊接完成以后要對芯片進行測試，根據測試的結果作適當調整（由于分立元件個體之間的差異，以及電路板本身存在寄生電容和電感會對結果造成一定的偏差）。

　　測試設備選用Agilent的E5071C，可以直接導出測量結果為S2P格式，可以被ADS仿真軟件讀取，方便以后仿真和實測結果的比對。圖10為未經任何調試之前的測試結果，從圖上的Smith圓圖中可以看到，和圖9中的Smith圓圖相比其輸入輸出和仿真結果相比有一點失配，造成這種現象主要是因為在實際的電路中會存在一些寄生的電感或者電容，導致了與仿真的偏差，從圖10中可以看出這種偏差比較小，只需要簡單的微調即可。最終在實際調試中對輸入端口匹配中的串聯(lián)電感、輸出匹配中的串聯(lián)電容進行了微調調試以后，我們得到調試以后的測試結果如圖11所示，初步判斷和仿真的結果比較相似。

5 實測結果和聯(lián)合仿真的結果比對

　　將通過矢量網絡分析儀提取出低噪聲放大器的S參數，導入到ADS中，為了更直觀地看到兩種S參數的比對效果，采用Smith圓圖來比對。圖12、13分別是GPS和BD兩組不同頻率的S參數的擬合效果。圖中分別是GPS和BD的S參數的Smith圓圖，其中有圓點的曲線表示實測結果S（3，3），S（4，4），S（4，3），S（3，4）分別與平滑曲線聯(lián)合仿真的結果S（1，1），S（2，2），S（2，1），S（1，2）相對應。從圖中可以看到，經微調后得到的結果和聯(lián)合仿真的結果都比較接近，通過這兩組結果的比對，可以說明這種方法的可靠性和準確性。

　　對于工程師而言，能夠通過EDA仿真軟件設計出性能較好的射頻電路，然而在設計出的實際電路中，往往會受電路結構及芯片電路封裝等影響，很難達到仿真中的性能，也增加了調試的難度。本文中以設計GPS（1575.42 MHz）和北斗（1268.52 MHz）兩個不同頻段的低噪聲放大器來說明通過TRL校準這種方法可以提高低噪聲放大器的設計效率和準確性，可以得到與仿真性能逼近的實際電路，對于設計高標準的低噪聲放大器在實際應用中有很好的實用性。

　　參考文獻

　　[1] 徐興福.ADS2008射頻電路設計與仿真實例[M].北京：電子工業(yè)出版社，2009

　　[2] ENGEN G F， HOER C A. Thru-Reflect-Line： An improved technique for calibrating the dual six-port automatic network Analyzer[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques， 1979，27（12）：987-993.

　　[3] STUMPER U. Uncertainty of VNA S-parameter measurement

　　due to nonideal TRL calibration items[J]. IEEE Transactions

　　on Instrumentation and Measurement， 2005，54（2）：676-679.

　　[4] 趙建勛，陸曼如，鄧軍.射頻電路基礎[M].西安：西安電子科技大學出版社，2010.

　　[5] REINHOLD L. RF circuit design： theory and applications[M].北京：電子工業(yè)出版社，2002.