當(dāng)前，無(wú)線通信都在向低成本、低消耗的方向發(fā)展。而個(gè)人無(wú)線通信由于受其電池容量、壽命以及可攜帶性的影響，導(dǎo)致其設(shè)計(jì)要求更集中于低功耗。頻率合成器做為無(wú)線通信中的核心電路，其設(shè)計(jì)要求集中于高頻率轉(zhuǎn)換、低功耗以及低相位噪聲。壓控振蕩器VCO(Voltage-Controlled Oscillator)做為鎖相環(huán)式頻率合成器的核心電路，其高質(zhì)量的設(shè)計(jì)一直是研究的重點(diǎn)。
    本文利用TSMC 180 nm RF CMOS工藝設(shè)計(jì)了一款VCO芯片，介紹了VCO 電路設(shè)計(jì)和器件的設(shè)計(jì)與選取，并給出了仿真結(jié)果。
I VCO電路設(shè)計(jì)
1.1 電路結(jié)構(gòu)
    電感、電容和交叉耦合對(duì)管是構(gòu)成電感電容LC(Inductance-Capacitance) VCO的基本元素, 電感和總電容決定了振蕩頻率，交叉耦合對(duì)管提供能量補(bǔ)償諧振回路中的能量損耗以維持持續(xù)振蕩。
    VCO的設(shè)計(jì)是頻率、功耗、芯片面積以及噪聲性能之間的折中。目前，應(yīng)用最廣泛的集成壓控振蕩器主要有兩種類型：LC調(diào)諧振蕩器和環(huán)形振蕩器。其中，NMOS管做為交叉耦合差分對(duì)管的LC調(diào)諧振蕩器在高頻電路中應(yīng)用很廣泛。在電流和寬長(zhǎng)比固定的情況下，NMOS管具有更大的增益，能為L(zhǎng)C_TANK提供更大的能量。PMOS管做為交叉耦合差分對(duì)管，具有較低的固有噪聲，但是其增益只是NMOS管的1/3~1/2，所以要想提供相同的負(fù)電阻，就需要更大的寬長(zhǎng)比，這將導(dǎo)致面積變大，且增大了寄生電容，影響頻率的調(diào)諧范圍?；パa(bǔ)型交叉耦合結(jié)構(gòu)是利用2個(gè)NMOS管和2個(gè)PMOS管分別組成差分對(duì)，該結(jié)構(gòu)增加了2個(gè)管，增加了熱噪聲，而且增加了寄生電容，影響調(diào)諧范圍。
    本設(shè)計(jì)的VCO電路采用NMOS交叉耦合差分對(duì)管電路，其具體電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。使用NMOS管做為尾電流管，其諧振電路由L、C1、C2、MN1、MN2和VAR1、VAR2以及開關(guān)陣列組成。開關(guān)陣列是由3組開關(guān)控制不同的電容組成，實(shí)現(xiàn)8根調(diào)頻線。

1.2 電路工作原理
    一個(gè)理想的電容電感諧振電路在頻率處，電感的感抗jLω與電容的容抗1/jCω大小相等，符號(hào)相反。此時(shí)電感電容回路在ω開始振蕩[1]。實(shí)際上電感和電容都存在寄生的電阻，該電阻會(huì)消耗電路的能量，這會(huì)使振蕩減弱，最后停止。如果將一個(gè)與該電阻相等的“負(fù)阻”并聯(lián)在諧振電路，則其整體電路的并聯(lián)電阻為零，能量沒有消耗，振蕩將一直保持下去[2]。
    實(shí)際電路中都是由有源器件提供“負(fù)阻”。在壓控振蕩電路中，一般使用交叉耦合差分對(duì)管提供“負(fù)阻”。圖2(a)所示為使用NMOS管組成的交叉耦合對(duì)差分管，其交流小信號(hào)等效電路如圖2(b)所示。

   
2.2 可變電容的選取
    在CMOS工藝中，實(shí)現(xiàn)可變電容主要有4種結(jié)構(gòu)：PN結(jié)電容、普通MOS管電容、反型MOS管電容以及累積型MOS管電容。本設(shè)計(jì)選用累積型MOS管電容，其在反型MOS管電容的基礎(chǔ)上進(jìn)行了改進(jìn)，減小了N阱和源漏端的寄生電容，調(diào)諧范圍較大，其線性度也得到了明顯的改善。
2.3 開關(guān)陣列設(shè)計(jì)
    考慮到只使用上述可變電容的情況下，其電路的調(diào)諧頻率較小，而且在集成電路工藝的制造過(guò)程中由于工藝偏差、版圖寄生等情況會(huì)導(dǎo)致頻率范圍的偏移，所以本設(shè)計(jì)采用了如圖3所示的開關(guān)電容陣列，以實(shí)現(xiàn)較大的可調(diào)范圍。

    該開關(guān)陣列結(jié)構(gòu)使用了3組開關(guān)，可以產(chǎn)生8根跳頻曲線，大大地提高了頻率變化范圍。根據(jù)其可變電容的調(diào)諧范圍以及頻率計(jì)算公式可以得到每個(gè)開關(guān)結(jié)構(gòu)中電容值的大小。其電容使用的是MIMCAP，該電容具有較小的容值和較高的Q值。
   
2.4 尾電流設(shè)計(jì)
    尾電流源一方面是VCO相位噪聲的主要貢獻(xiàn)者之一, 另一方面卻能抑制諧振槽能量的泄露, 提高諧振槽的Q值。本設(shè)計(jì)中選用NMOS晶體管為VCO提供偏置電流，且與該NMOS管并聯(lián)一個(gè)大電容C0到地。該電容的作用相當(dāng)于在交叉耦合管的源端加入一個(gè)低通濾波器，該電容只要滿足低通濾波器的截止頻率低于兩倍的諧振頻率，就會(huì)將二倍頻以及其他偶次諧波噪聲濾除掉，從而達(dá)到抑制相位噪聲的目的。而且，根據(jù)HAJIMIN A[5]等的分析，大電容C0可以降低MOS管溝道的熱噪聲，減少敏感時(shí)刻的噪聲源，從而降低振蕩器的相位噪聲。
3 仿真結(jié)果
    采用TSMC的0.18 ?滋m RF CMOS工藝?yán)L制振蕩器的版圖。版圖采用完全對(duì)稱的形式，降低了寄生參數(shù)，保證了器件的良好匹配性，有助于提高LC VCO的性能。其振蕩槽內(nèi)部連線應(yīng)采用方塊電阻小且襯底寄生電容小的最頂層金屬，引線應(yīng)盡量短，以減小電感和電容的寄生串聯(lián)電阻，改善相位噪聲。振蕩器控制信號(hào)線需采用同軸電纜的形式進(jìn)行布線，且遠(yuǎn)離其他信號(hào)線，以防止信號(hào)耦合。
    使用Cadence SpectreRF仿真工具對(duì)該VCO進(jìn)行后仿真。后仿真頻率變化曲線如圖4所示，其中“000～111”分別表示3組開關(guān)電容的開啟和關(guān)斷狀態(tài)，“000”表示全關(guān)斷，“111”表示全開啟。由圖可知，其整個(gè)電路的振蕩頻率區(qū)間為10 GHz～14 GHz。其相位噪聲曲線如圖5所示，由圖可知，其在整個(gè)頻帶內(nèi)的最差相位噪聲為-112 dBC/Hz@1 MHz。VCO的工作電壓為1.8 V，核心電路消耗電流為5 mA，其功耗為9 mW。

    表1中給出了本文所做工作與近幾年相關(guān)研究在相應(yīng)頻段VCO的性能比較，可以看出在相同工藝情況下，本文的VCO實(shí)現(xiàn)了帶寬、核心電路功耗和相位噪聲之間的折中。
    本文基于TSMC的0.18 μm RF CMOS設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種用于PLL頻率合成器中的低相位噪聲LC VCO。該VCO采用NMOS交叉耦合差分結(jié)構(gòu)，使用開關(guān)電容陣列技術(shù)增大頻率調(diào)諧范圍，通過(guò)在功耗和相位噪聲之間選擇合適的尾電流值，最終設(shè)計(jì)出一個(gè)寬調(diào)諧范圍、低相位噪聲且低功耗的NMOS交叉耦合型壓控振蕩器。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該VCO的綜合指標(biāo)優(yōu)良，其最差相位噪聲為-112 dBC/Hz@1 MHz，其最好相位噪聲為-119 dBC/Hz@1 MHz，功耗為9 mW，實(shí)現(xiàn)的覆蓋頻段的調(diào)諧范圍為10 GHz～14 GHz。
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