多點數(shù)據(jù)通信網(wǎng)絡，例如：Profibus、Modbus和BACnet等通常均要求具備RS-485 雙線、半雙工總線系統(tǒng)與四線、全雙工總線系統(tǒng)通用性。這些系統(tǒng)可以擴展至數(shù)百米長，并承受較大的接地電位差(GPD)。這些電位差會超出收發(fā)器的共模電壓范圍，對器件造成損壞。為了消除GPD，我們利用電隔離型收發(fā)器，將總線節(jié)點的控制電子組件隔離于連接總線的實際收發(fā)器級。圖1 顯示了使用2-4 線轉換器的混合網(wǎng)絡的結構圖。
圖1 2-4 線轉換器可確保半雙工系統(tǒng)和全雙工系統(tǒng)之間的通用性
為了使轉換器運行不依賴于數(shù)據(jù)速率，我們通過總線的邏輯狀態(tài)來控制轉換器驅動器和接收器的開啟和關閉?？偩€驅動是以每比特間隔，從而讓轉換器運行獨立于信號數(shù)據(jù)速率。
簡單的控制邏輯可確保驅動器D1 和D2 僅由相反接收器（也即R1 或者R2）輸出的邏輯低激活啟用。因為接收器輸入端存在VFS > 200 mV的總線故障保護電壓，所以在總線閑置期間，兩個接收器輸出均為邏輯高。逆變器柵極將該邏輯高電平反向為低態(tài)，并在關閉驅動器的同時啟用接收器。
在半到全雙工方向（圖2：自左向右），R1 輸入端的負總線電壓激活驅動器D2，并對驅動器輸入使用低態(tài)。D2 通過以一個負輸出電壓驅動傳輸總線來做出相應的響應。當R1 輸入的總線電壓變?yōu)檎龝r，D2 立即失效。但是，它的輸出卻為高電平，原因是故障保護偏置電阻器RFS形成總線電壓VFS。
（請注意，在整個運行期間，R2 的輸出始終保持高電平，確保R1 保持有效而D1 保持無效。）
圖2 半雙工到全雙工方向的轉換器時序
在全到半雙工方向（圖3：自右向左），R2 輸入端的負總線電壓激活驅動器D1，并給驅動器輸入施加低態(tài)。D1 通過以一個負輸出電壓驅動雙線總線做出相應的響應。當R2 輸入的總線電壓變?yōu)檎龝r，D1 經一段延遲時間后失效。在該延遲時間內，D1 在出現(xiàn)高阻抗前使用一個負電壓驅動總線，以防止R1 輸出端出現(xiàn)開關瞬態(tài)。
我們建議，RD?CD時間常量產生的最小延遲時間應為驅動器最大傳播延遲的1.3 倍，以補償組件值、逆變器閾值和電源電壓的容差。在給定的電容條件下，可通過式1確定要求的RD值：
(1)
其中，tPLH-max為驅動器D2的最大低到高傳播延遲，VIT+ min為施密特觸發(fā)逆變器的最小正輸入閾值，而VCC-max為最大供電電壓。
在D1 失效以后，因為有故障保護偏置電阻器RFS形成的總線電壓VFS其輸出仍為高電平。當R2 輸入端的總線電壓恢復負時，由于CD通過放電二極管DD快速放電D1 立即被激活。圖3所示時序圖顯示，半雙工總線上一個遠程接收器（此處以R表示），將負總線電壓轉換為一個低比特。一個高比特由一個低主驅動正總線電壓和剩余故障保護電壓 VFS 組成。
圖3 全雙工到半雙工方向的轉換器時序
圖4所示最后一個轉換器設計使用兩個全雙工收發(fā)器：一個配置為半雙工收發(fā)器；另一個則為全雙工模式。該轉換器擁有高達200 kbps的數(shù)據(jù)速率，并由一個單3.3 V 電源供電。表1 為此電路的材料清單(BOM)。
表1、雙到四線轉換器BOM
圖4 雙隔離式二到四線轉換器設計
兩個轉換器端口的收發(fā)器級均要求所使用的隔離式電源VISO-1和VISO-2須來自中央3.3V 電源。圖5為其原理圖。為了避免無負載狀態(tài)期間出現(xiàn)輸出峰值要求，每個整流輸出均包括一個大小為2 kΩ的最小負載電阻器。
圖5 VISO-1 和VISO-2 的隔離式電源設計
總結
二到四線轉換器可用于將一個單半雙工收發(fā)器或者一條完整的半雙工總線，連接至一個全雙工總線。在將二到四線轉換器連接至全雙工總線時，必須注意的是，在與轉換器節(jié)點通信時，主控節(jié)點的微控制器會改變其全雙工到半雙工的傳輸格式。
參考文獻
· 《RS-422 和RS-485 標準概述與系統(tǒng)配置》
作者：Kevin Zhang, Clark Kinnaird 和Thomas Kugelstadt。
· 如需進一步了解TI 接口解決方案的更多詳情，敬請訪問：http://www.ti.com.cn/lsds/ti_zh/analog/interface.page。