摘要：開環(huán)閉環(huán)D 類放大器逐漸成為消費(fèi)性音頻電子設(shè)計(jì)人員的優(yōu)先選擇，若要準(zhǔn)確地掌握放大器的性能，就需要不同的方式來檢視電源紋波的效果?，F(xiàn)在的音頻設(shè)計(jì)人員非常重視降低系統(tǒng)成本、縮小體積以及提升音質(zhì)，而這些都需要高度供電噪音抑制架構(gòu)才能達(dá)成，然而，供電抑制比(PSRR) 測量無法準(zhǔn)確判別D 類橋接負(fù)載(BTL) 放大器的性能。本文將探討傳統(tǒng)的PSRR 規(guī)格及測量技術(shù)，并說明其何以無法確切地測得放大器的供電抑制功能，此外，文中還將提供另一種方式來檢視放大器音頻性能中的電源紋波效應(yīng)。

    長久以來，供電抑制比(PSRR) 一直是評定放大器是否能抑制輸出端電源噪音的絕佳方式，然而，隨著D 類放大器的普及與性能優(yōu)勢，光靠PSRR 做為供電噪音抑制的指標(biāo)已顯不足。比較開環(huán)閉環(huán)數(shù)字輸入I2S 放大器的PSRR 規(guī)格時(shí)，這點(diǎn)尤其明顯。PSRR 規(guī)格大多相同，不過，聆聽采用非理想電源供應(yīng)的放大器所發(fā)出的音質(zhì)時(shí)，即可明顯地判別出音質(zhì)的差異。本文將概述傳統(tǒng)的PSRR 測量方式，并說明這種測量方式何以無法確切判斷橋接負(fù)載(BTL) 配置中D 類放大器的供電抑制性能，同時(shí)提供能有效測量D 類放大器之中供電噪音效應(yīng)的替代方法。

   若要了解PSRR 測量何以不再能確切判別供電抑制性能，必須先回顧AB 類放大器主導(dǎo)消費(fèi)性音頻電子產(chǎn)品的那段歷史。AB 類放大器過去的配置都采用單端(SE) 或BTL 輸出配置，這與現(xiàn)今的配置相同。事實(shí)上，SE AB 類放大器一般都使用分支軌電源(split rail supply) (亦即+/- 12V)，因?yàn)殡娫垂?yīng)主要采用變壓器的型態(tài)，而且加入第二個(gè)軌不會導(dǎo)致成本負(fù)擔(dān)。BTL 配置較常用于非分支軌電源的音頻系統(tǒng)。然而，不論是SE 或BTL 配置，通過AB 類放大器的基本架構(gòu)以及低于電源軌電壓的輸出電壓，AB 類放大器都能達(dá)到良好的PSRR。

    針對AB 類放大器，PSRR 測量能夠較準(zhǔn)確地指出放大器抑制電源噪音的能力，尤其是對于SE 配置(詳見下文)。首先讓我們來了解D 類放大器對于市場的影響。D 類放大器的高效運(yùn)作改變了市場的生態(tài)，使得工業(yè)設(shè)計(jì)出現(xiàn)大量的創(chuàng)新，尤其是體積尺寸的縮減。然而，這類放大器的架構(gòu)與AB 類放大器有根本上的差異，而且?guī)缀跚逡簧剡x用BTL 作為其輸出配置。

    在BTL 配置中，D 類放大器具備由四個(gè)FETS 組成的兩個(gè)輸出級(也稱為全橋式)。SE D 類放大器則只有由兩個(gè)FETS 組成的單一輸出級(也稱為半橋式)。相較于SE 配置，BTL 輸出配置具有多項(xiàng)優(yōu)點(diǎn)，包括特定電源軌的四倍輸出功率、較佳的低音回應(yīng)，以及絕佳的開關(guān)噪音抑制性能。BTL 架構(gòu)的缺點(diǎn)則是需要兩倍數(shù)量的FET 電晶體，這表示晶粒的大小尺寸及相關(guān)成本增加，而且重建濾波器(LC 濾波器) 的成本加倍。在現(xiàn)今SE 及BTL D 類放大器并行的市場中，BTL 占了絕大多數(shù)。

     在D 類BTL 配置中，傳統(tǒng)的PSRR 測量無法發(fā)揮效用。為了深入了解其中的原因，就必須先了解D 類放大器的運(yùn)作方式以及PSRR 的測量方式。D 類放大器是切換放大器，輸出會以極高的頻率在軌與軌之間切換，而此頻率一般在250kHz 以上。音頻會用來進(jìn)行切換頻率(方波) 的脈沖寬度調(diào)變(PWM)，然后重建濾波器(LC 濾波器) 會用來擷取載波頻率中的音頻。這類切換架構(gòu)的性能相當(dāng)高(架構(gòu)與開關(guān)模式電源供應(yīng)相同)，但是對于供電噪音的敏感度也遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于傳統(tǒng)的AB 類放大器。再仔細(xì)想想，放大器的輸出基本上是電源軌(經(jīng)過脈沖寬度調(diào)變)，因此任何出現(xiàn)的供電噪音都會直接傳送到放大器的輸出。

    供電抑制比(PSRR) 是測定放大器抑制供電噪音(亦即紋波) 達(dá)到何種程度的測量方式。這是選用音頻放大器時(shí)必須考慮的重要參數(shù)，因?yàn)镻SRR 不佳的音頻放大器通常需要高成本的電源供應(yīng)及/或大型去耦合電容。在消費(fèi)市場中，電源供應(yīng)的成本、尺寸及重量是重要的設(shè)計(jì)考慮，尤其在體積外型不斷縮小、價(jià)格急速下滑，而且便攜式設(shè)計(jì)日益普遍的情況下更是如此。

    在傳統(tǒng)的PSRR 測量中，放大器的電源電壓包含DC 電壓及AC 紋波信號(Vripple)。音頻輸出為AC 接地，因此測量期間不會有任何音頻。由于所有的電源電壓去耦合電容都已移除，因此Vripple 不會明顯減弱(圖1)。此時(shí)會測量輸出信號，然后使用式1 計(jì)算PSRR：

                                                           (1)

圖1. 傳統(tǒng)的PSRR 測量

    圖2 顯示在D 類BTL 音頻放大器上進(jìn)行的傳統(tǒng)PSRR 測量。重建濾波器前后的輸出明顯出現(xiàn)供電噪音，不過，請注意出現(xiàn)的噪音在負(fù)載中為同相位(in-phase)。因此，測量PSRR 時(shí)，Vout+ 與Vout- 紋波會相互抵消，產(chǎn)生出供電抑制的錯(cuò)誤指示，但是，可以清楚地看到放大器正將電源噪音直接傳送到輸出。這類PSRR 測量無法指出放大器抑制供電噪音的優(yōu)劣程度，而PSRR 測量無法發(fā)揮效用的主因是輸入在測量期間為AC 接地。在實(shí)際應(yīng)用中，放大器的功用是播放音樂，這正是必須考慮的部分。

    播放音頻時(shí)，供電噪音會與內(nèi)送音頻相互混合/調(diào)變，而整個(gè)音頻頻帶會產(chǎn)生程度不一的失真狀況，BTL 配置本身的抵消作用再也無法消除其中的噪音，業(yè)界稱此為互調(diào)失真(IMD)。IMD 是兩個(gè)以上不同頻率的信號混合后所產(chǎn)生的結(jié)果，而且一般來說，所形成的信號頻率不會是其中一種信號的諧波頻率(整數(shù)倍數(shù))。

圖2. 具備LC 濾波器的BTL D 類PSRR 測量

    在繼續(xù)探討如何應(yīng)付PSRR 測量的缺陷之前，首先談?wù)撘幌禄仞仭那拔牡恼撌鲋?，?yīng)該不難察覺到D 類放大器本身有電源噪音方面的問題，若不進(jìn)行反饋，這將成為一個(gè)重大缺陷(在高階音頻應(yīng)用中，開放回路放大器可達(dá)到不錯(cuò)的音質(zhì)，然而這類放大器一般都具備相當(dāng)穩(wěn)定、高性能的電源，而且成本也相當(dāng)高，因此不能相提并論。) 若要補(bǔ)強(qiáng)對供電噪音的敏感度，設(shè)計(jì)人員可以設(shè)計(jì)一個(gè)電源已經(jīng)過良好調(diào)節(jié)的系統(tǒng)，不過成本會增加，又或者是使用具有反饋的D 類放大器(也稱為封閉回路放大器)。

    在現(xiàn)今的消費(fèi)性電子產(chǎn)品市場中，大多數(shù)的模擬輸入D 類放大器都采用封閉回路。然而，其中的數(shù)字輸入I2S 放大器有其缺陷。I2S 放大器通過數(shù)字匯流排直接連接于音頻處理器或音頻來源，由于免除不必要的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換，因此可降低成本，并提升性能。但是，如今市場上的封閉回路I2S 放大器并不普遍，因?yàn)橐⒎答伝芈穪磉M(jìn)行PWM 輸出取樣并且與內(nèi)送I2S 數(shù)字音頻串流(digital audio stream) 相加總是相當(dāng)困難的。在模擬反饋系統(tǒng)中，通常是模擬輸出與模擬輸入相加總，因此較為簡易可行。然而，隨著I2S 市場的演變，大多數(shù)的I2S 放大器都采取模擬輸入放大器的做法，并采用反饋架構(gòu)。

    顯然PSRR 不是測量BTL D 類放大器供電抑制的有效方法，那么應(yīng)該怎么做？現(xiàn)在回頭談?wù)劵フ{(diào)這個(gè)名詞。設(shè)計(jì)人員需要測量在播放音頻時(shí)所產(chǎn)生的互調(diào)失真及其對應(yīng)的THD+N 配置。在開始之前，讓我們先回顧一下SE 架構(gòu)。在SE 架構(gòu)中，不論是AB 類、D 類或Z 類，都沒有BTL 架構(gòu)的抵消作用，這是因?yàn)槔鹊钠渲幸欢诉B接放大器，另一端則接地。因此，對于AB 類或D 類放大器而言，在SE 架構(gòu)中，傳統(tǒng)的PSRR 測量都能夠確實(shí)指出供電噪音抑制的情形。

    在進(jìn)行實(shí)驗(yàn)后便能取得一些數(shù)據(jù)，而藉由下列一系列測量所得的數(shù)據(jù)，則可分析和比較開放回路及封閉回路I2S 放大器的電源紋波IMD。數(shù)字1kHz 音調(diào)注入放大器的輸入，而100Hz 的500mVpp 紋波信號則注入電源供應(yīng)。通過音頻精準(zhǔn)度內(nèi)建于FFT 的功能可取得差動輸出的FFT，進(jìn)而進(jìn)行觀測IMD。

   圖3 顯示封閉回路I2S放大器的IMD測量，注意其中的1 kHz 輸入信號以及幾乎不存在的旁波帶(sideband)。反饋回路正有效地抑制互調(diào)失真。

圖3. TAS5706 封閉回路互調(diào)曲線圖

    圖4 顯示相同的IMD 測量，但是這次是在I2S 開放回路放大器進(jìn)行測量。900 Hz 及1.1kHz 的旁波帶相當(dāng)明顯，因?yàn)槠渲袥]有抑制IMD 的反饋。

圖4. 開放回路互調(diào)曲線圖

    現(xiàn)在提供一個(gè)好消息。在圖3 及圖4 中，可以清楚看出電源噪音IMD 所產(chǎn)生的效果，不過，就音質(zhì)而言，IMD 是一種很難達(dá)到定性的測量方式。進(jìn)行這種實(shí)驗(yàn)時(shí)，可選擇改為測量THD+N 配置，以下兩項(xiàng)測量將依此進(jìn)行。THD+N 是以1kHz 數(shù)字音頻及500mVpp 電源紋波進(jìn)行測量，電源紋波頻率則介于50Hz 至1kHz 之間。

    圖5 顯示開放回路放大器在不同電源紋波頻率下的THD+N 曲線圖。紅線表示電源供應(yīng)未出現(xiàn)任何紋波的放大器性能，這是最理想的狀態(tài)。另一條曲線表示介于50Hz 至1kHz 之間的紋波頻率。當(dāng)紋波頻率增加時(shí)，失真對頻率帶寬的影響也會增加。通過經(jīng)過良好調(diào)節(jié)的電源能夠達(dá)到良好的開放回路性能，不過，這會使得成本提高，對于現(xiàn)今極為競爭的消費(fèi)性電子產(chǎn)品市場而言，會是一大問題。

圖5. 開放回路：不同PVCC 紋波頻率的THD+N 與頻率

圖6 顯示封閉回路放大器的相同THD+N 曲線圖。其中反饋抑制了互調(diào)失真，因此音頻未出現(xiàn)任何紋波噪音。

圖6. 封閉回路：不同PVCC 紋波頻率的THD+N 與頻率

結(jié)論

   本文回顧了測量PSRR 的傳統(tǒng)方法，并指出其未能有效測量BTL D 類放大器供電紋波效應(yīng)的原因。BTL 輸出配置本身的抵消作用加上測量期間未出現(xiàn)任何音頻，便產(chǎn)生了錯(cuò)誤的讀數(shù)。這是規(guī)格上的重大缺陷，因?yàn)楣╇娫胍粢种菩阅苁沁x擇D 類放大器時(shí)其中一項(xiàng)相當(dāng)重要的指標(biāo)，尤其在檢視數(shù)字輸入(I2S) 封閉回路及開放回路放大器的性能差異時(shí)更是如此。若要更正確地了解供電噪音抑制，就必須檢查輸出出現(xiàn)1kHz 音頻信號且電源供應(yīng)出現(xiàn)噪音時(shí)的IMD 及THD+N情況。本文最后說明封閉回路 D 類放大器何以能夠針對供電噪音進(jìn)行補(bǔ)償而開放回路放大器卻無法做到。在極為競爭的消費(fèi)性電子產(chǎn)品市場中，成本是考慮的核心因素，而封閉回路架構(gòu)能否降低系統(tǒng)成本是相當(dāng)重要的設(shè)計(jì)重點(diǎn)。