文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A
文章編號： 0258-7998(2011)10-0056-04
毫米波雷達(dá)技術(shù)研究始于20世紀(jì)70年代,從1986年開始，美國國防部為了解決毫米波分立元器件離散以及價格昂貴的問題，由國防高級研究項(xiàng)目局(DARPA)發(fā)起并主持了一項(xiàng)歷時近8年(1986～1994年)的微波毫米波單片集成電路計劃(MIMIC)。該計劃旨在開發(fā)1 GHz～100 GHz頻率范圍內(nèi)的各種單片集成電路，要求成本低、性能好、體積小、可靠性高并具有批量生產(chǎn)能力。該計劃的順利實(shí)施并完成，直接推動了毫米波制導(dǎo)技術(shù)的飛躍發(fā)展。毫米波雷達(dá)充分利用了毫米波的特性，具有諸多優(yōu)勢：(1)頻帶寬，適合于各類寬帶信號處理；(2)可以在小的天線孔徑下得到窄波束，方向性好，有極高的空間分辨力；(3)有較寬的多普勒帶寬，測速精度高；(4)地面雜波和多徑效應(yīng)影響小，低空跟蹤性能好；(5)其散射特性對目標(biāo)形狀的細(xì)節(jié)敏感，可提高多目標(biāo)分辨和對目標(biāo)識別的能力與成像質(zhì)量；(6)抗電子對抗，反隱身；(7)與激光和紅外相比，具有穿透煙、灰塵和霧的能力，可全天候工作[1]。但是毫米波雷達(dá)也存在作用距離有限(數(shù)十公里之內(nèi))、開發(fā)成本高等缺點(diǎn)。
20世紀(jì)90年代以來，隨著軍事斗爭對毫米波雷達(dá)需求的增長以及在研制毫米波雷達(dá)發(fā)射機(jī)、接收機(jī)、天線和無源器件等各個方面的重大突破，毫米波雷達(dá)技術(shù)的發(fā)展進(jìn)入了一個新的階段。高線性度和低相噪的線性調(diào)頻信號非常符合毫米波雷達(dá)體積及精度等方面的要求[2]。傳統(tǒng)產(chǎn)生LFM信號的方法是采用壓控振蕩器(VCO)，但在整個寬頻段內(nèi)VCO產(chǎn)生高線性度的LFM信號是相當(dāng)困難的。直接數(shù)字頻率合成器（DDS）由于采用數(shù)字電路結(jié)構(gòu)，頻率分辨率高，且具有相位連續(xù)特性，所以其產(chǎn)生LFMCW信號線性度大大優(yōu)于VCO。雖然DDS輸出信號中帶有雜散信號，但其相位截斷雜散信號具有可預(yù)見性[3]。只要合理選擇輸出頻點(diǎn)就可以滿足系統(tǒng)設(shè)計要求。
本文給出了一種毫米波全相參雷達(dá)系統(tǒng)導(dǎo)引頭的設(shè)計和實(shí)現(xiàn)方法，包括收發(fā)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)設(shè)計以及高性能的頻率合成器設(shè)計。該系統(tǒng)主要功能為產(chǎn)生在Ka波段的兩路信號，一路是產(chǎn)生多種模式的線性調(diào)頻信號作為發(fā)射的激勵信號，另一路則產(chǎn)生相應(yīng)的本振接收信號。系統(tǒng)對這兩路信號在相位噪聲、雜散及變頻時間上都提出了較高的要求。
1 系統(tǒng)設(shè)計與實(shí)現(xiàn)
DDS輸出LFM信號的上變頻可通過多次變頻實(shí)現(xiàn)，也可以通過DDS驅(qū)動PLL實(shí)現(xiàn)，但是后者不僅會造成輸出頻率步進(jìn)的惡化，而且PLL的實(shí)現(xiàn)必須考慮鎖定時間、環(huán)路帶寬與掃頻時間間隔、掃頻頻率間隔的關(guān)系，設(shè)計上較為復(fù)雜[4]。雖然利用PLL的窄帶濾波特性輸出的LFM信號雜散性能可以改善，但由于鎖相環(huán)鎖定過程的存在以及鎖定過程中存在的過沖等問題，總體上LFM信號的頻率穩(wěn)定度與DDS輸出LFM信號相比有所下降，故此方案對LFM信號頻率穩(wěn)定度的影響直接決定整個系統(tǒng)的性能。多次變頻則可以在不惡化LFM信號輸出頻率步進(jìn)的前提下，通過設(shè)計合理的本振信號以達(dá)到最小程度的相噪惡化。本方案中，輸出LFM信號的時間間隔為ns級，而PLL的ns級的瞬時跟蹤特性并不理想，故采用多次上變頻方案更為合適。多次上變頻中，中頻輸入與本振信號頻率不能相差太遠(yuǎn)，即本振和射頻輸出頻率不能相差太近(尤其是中頻信號為LFM信號時)，否則變頻后信號帶寬與信號中心頻率的比值太小，即對濾波器的選擇性要求太高導(dǎo)致工程上無法實(shí)現(xiàn)，但是為了減小變頻級數(shù)，本振頻率應(yīng)盡量高。因此，上變頻的關(guān)鍵為變頻級數(shù)以及各級變頻本振頻率的確定。
通過詳細(xì)的頻譜規(guī)劃，本上變頻方案采用三級變頻設(shè)計，分別采用高、低、高本振設(shè)計，高本振即變頻輸出頻率為本振頻率與中頻頻率的差頻信號，低本振即變頻輸出頻率為本振頻率與中頻頻率的和頻信號。配置頻率關(guān)系保證7階以下的變頻交調(diào)落在有用信號帶寬之外，易于濾除。DDS輸出的LFM信號由于帶寬遠(yuǎn)小于本振信號頻率，故在頻譜規(guī)劃時可當(dāng)作是頻率為輸出LFM信號的中心頻率的單頻信號。另外，系統(tǒng)輸出信號在毫米波波段，如果系統(tǒng)采用傳統(tǒng)鎖相環(huán)電路，跳頻時間在?滋s量級，不能滿足本設(shè)計跳頻時間小于2 ?滋s的指標(biāo)。直接合成方案可以保證其工作頻率和跳頻時間；由DDS提供精確的步進(jìn)，來產(chǎn)生線性掃頻信號，保證調(diào)頻脈寬、調(diào)頻帶寬的準(zhǔn)確性；多次變頻則可以在不惡化LFM信號輸出頻率步進(jìn)的前提下，通過設(shè)計合理的本振信號達(dá)到最小程度的相噪惡化，且實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)較為簡單，易于實(shí)現(xiàn)。
綜上所述，選用DDS+直接合成的方案，以充分發(fā)揮DDS高分辨率的特點(diǎn)。DDS可以實(shí)現(xiàn)小步進(jìn)的跳頻功能，且變頻時間極短，但DDS的工作和輸出頻率較低，所以考慮將DDS的輸出信號進(jìn)行倍頻和混頻，從而實(shí)現(xiàn)最終輸出信號的跳頻功能；同時，充分利用DDS芯片的線性調(diào)頻功能，然后經(jīng)過混頻，實(shí)現(xiàn)輸出激勵信號的線性調(diào)頻功能。其系統(tǒng)方案如圖1所示。
由圖1可知，晶振提供的120 MHz信號分為三路，分別輸出給分頻器產(chǎn)生60 MHz基準(zhǔn)源、給FPGA提供時鐘，另一路經(jīng)過放大器取諧波，得到480 MHz和600 MHz的信號。600 MHz信號通過64倍頻鏈，產(chǎn)生38.4 GHz的毫米波波段本振信號。480 MHz信號經(jīng)一分四功分器，通過DDS、混頻、8倍頻電路，產(chǎn)生C波段的發(fā)射和接收中頻信號，然后分別與38.4 GHz的毫米波波段本振信號混頻，得到最終的射頻信號和接收本振。其中，DDS為兩路輸出，一路產(chǎn)生毫米波LFM信號，另一路產(chǎn)生毫米波雷達(dá)的跳頻本振信號源。
1.1 LFM信號實(shí)現(xiàn)
目前基于數(shù)字技術(shù)，大時帶積的線性掃頻信號主要通過DDS技術(shù)與倍頻器、混頻器、PLL等上變頻技術(shù)相結(jié)合來產(chǎn)生。本方案低頻段線性掃頻信號的產(chǎn)生是通過選擇合適的DDS芯片并對該芯片進(jìn)行合理的參數(shù)配置得到。對于本設(shè)計，DDS芯片輸出的LFM信號的中心頻率為60 MHz，調(diào)頻脈寬和調(diào)頻帶寬如表1所示。
考慮芯片系統(tǒng)時鐘、輸出通道數(shù)目、輸出頻率相噪雜散水平等方面的因素，采用ADI公司的AD9958提供LFM信號。DDS的輸入時鐘為480 MHz，AD9958在一塊芯片上集成了兩個完整的DDS通道，兩通道完全獨(dú)立，故一路通道信號可提供給跳頻信號源而無需另外一片DDS器件。由于AD9958的參數(shù)設(shè)置為串行方式，其串行時鐘最大為200 MHz。為了減小控制系統(tǒng)的響應(yīng)時間，應(yīng)盡量減小控制芯片向被控制芯片的送數(shù)時間，故控制芯片采用Xilinx公司的FPGA芯片EP1C3T100I7。
1.2 C波段跳頻信號源實(shí)現(xiàn)
C波段跳頻源的相噪雜散水平、變頻時間、功率平坦度指標(biāo)好壞將影響整個系統(tǒng)的指標(biāo)好壞，而C波段信號設(shè)計的關(guān)鍵是380 MHz信號的設(shè)計。380 MHz信號由480 MHz信號和100 MHz信號混頻產(chǎn)生。其中，100 MHz信號由DDS產(chǎn)生，選用Mini公司的SYM-2無源雙平衡混頻器來產(chǎn)生380 MHz信號?；祛l后接一聲表面波(SAW)濾波器，其技術(shù)指標(biāo)為：中心頻率為380 MHz，通帶帶寬BW(-1 dB)>20 MHz，插損<4.5 dB，帶外抑制>60 dBc@Fo±90 MHz、>70 dBc@Fo±180 MHz。該濾波器主要用于對DDS輸出信號進(jìn)行雜散抑制，由于后級倍頻到C波段的倍頻次數(shù)較高，采用聲表面波濾波器利用其矩形系數(shù)好、帶寬較窄的特點(diǎn)，能夠提高整個C波段跳頻信號源的頻譜純度。
1.3 毫米波波段本振點(diǎn)頻源實(shí)現(xiàn)
毫米波波段點(diǎn)頻源的相噪雜散水平也將影響整個系統(tǒng)的指標(biāo)好壞，而毫米波波段信號設(shè)計的關(guān)鍵是600 MHz信號的設(shè)計。600 MHz信號由120 MHz信號經(jīng)過倍頻濾波產(chǎn)生。在實(shí)際工程中，倍頻器多為偶數(shù)次倍頻器，所以本方案中使用Sirenza公司的放大器SNA-386，讓其工作在飽和狀態(tài)，取其諧波分量中的五次諧波來實(shí)現(xiàn)五倍頻的功能。同時，系統(tǒng)中所需的480 MHz信號是取120 MHz信號的四次諧波得到。在SNA-386放大器后使用組合濾波器分別對600 MHz和480 MHz的信號進(jìn)行濾波，從而得到這兩路信號。SNA-386是GaAs單片寬帶放大器，具有50 ?贅匹配、可級聯(lián)的特點(diǎn)。SNA-386在工作頻率為0.1～3 GHz時，增益為20 dB，3 dB時帶寬為3 GHz，1 dB時壓縮點(diǎn)為10 dBm，三階交調(diào)截點(diǎn)為23 dBm，噪聲系數(shù)為4 dB，反向隔離為22 dB，器件電壓為3.7 V。電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。
2 系統(tǒng)實(shí)測結(jié)果及分析
本毫米波頻率合成器在腔體結(jié)構(gòu)的設(shè)計上，采取上下兩個腔體正面和背面都裝電路的結(jié)構(gòu)，這樣做可以充分利用空間，使不同功能的電路相互隔離，有效避免了各個模塊之間的串?dāng)_。上腔體的正面部分主要包括混頻、倍頻、分頻、濾波電路等。背面主要包括DDS和FPGA電路。下腔體正面電路布局為功率控制模塊的電源電路。背面主要包括C波段跳頻源電路、毫米波波段本振源電路、混頻濾波電路和功放模塊等。
使用Rohde& Schwarz公司的信號源分析儀FSUP-26測的LFM信號，其調(diào)頻線性度、調(diào)頻寬度和準(zhǔn)確度均滿足雷達(dá)工作要求。圖3為對DDS輸出信號跳頻時間的測試結(jié)果，由圖3可知DDS輸出信號的跳頻時間小于1 μs?？紤]到倍頻、混頻以及濾波器模塊的頻率響應(yīng)時間很短，本系統(tǒng)的跳頻時間滿足小于2 μs的要求。用Agilent公司的E4447頻譜分析儀(3 Hz~42.98 GHz)對本振源的相位噪聲和雜散的測試結(jié)果如圖4所示。毫米波本振源的相噪為-91.56 dBc/Hz@1 kHz、-100.78 dBc/Hz@10 kHz、-104.17 dBc/Hz@100 kHz，滿足該毫米波雷達(dá)系統(tǒng)的相噪要求。
實(shí)測結(jié)果表明，采用本文所闡述的方案具有低相噪、低雜散、捷變頻、體積小等特點(diǎn)，充分利用了DDS產(chǎn)生的線性掃頻信號的優(yōu)勢，掃頻帶寬和脈沖寬度控制精確，調(diào)頻線性度很好。利用DDS的開環(huán)、無反饋特性，并結(jié)合直接頻率合成的方案，大大降低了系統(tǒng)的頻率轉(zhuǎn)換時間，為最終實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)跳頻時間小于2 μs的要求提供了保證。三次變頻方案巧妙地利用了相位噪聲和雜散的性質(zhì)，合理的頻率規(guī)劃降低了本振和激勵源產(chǎn)生的難度。
本文闡述的設(shè)計在兼顧頻譜純度與跳頻時間等關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)的基礎(chǔ)上，為毫米波雷達(dá)的整機(jī)性能提供了保障。該方案的變頻方案和利用DDS與傳統(tǒng)直接頻率合成技術(shù)的混合設(shè)計思想，對于設(shè)計其他低相噪捷變頻頻率合成系統(tǒng)具有參考價值。
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