摘 要： 探討了內(nèi)建高壓啟動電路、待機時的極端脈沖降頻模式（Deep Burst Mode）、極低的操作電流以及高壓組件泄放X電容(Ax-CAPTM)等創(chuàng)新技術(shù)，藉以節(jié)省泄放電阻的功耗。該電源設(shè)計方案具有低成本、省電和高效率的特點。
關(guān)鍵詞： 待機損耗；反激式轉(zhuǎn)換器；能源之星
美國能源之星(ENERGY STAR)從2009年1月起針對無載的電源消耗訂定了嚴格的規(guī)范。然而以能源之星的標準來約束產(chǎn)品并不能讓客戶滿意。因為蘋果、惠普和戴爾等世界性大企業(yè)為響應(yīng)環(huán)保議題，積極提出更嚴苛的規(guī)范，所以飛兆半導(dǎo)體將無載損耗門檻提高至30 mW。
以圖1所示的典型返馳式轉(zhuǎn)換器為例分析電源轉(zhuǎn)換器在無載下的損失。無載情況下，電源轉(zhuǎn)換器的主要損耗(不含變壓器損耗)包括了切換損(Switching Loss)以及由控制電路組件所造成的損耗。這些主要的無載或極輕載損耗可按圖1所示劃分為A、B、C三個區(qū)域進行討論，并應(yīng)用飛兆半導(dǎo)體的創(chuàng)新技術(shù)來降低無載或待機功耗。
A區(qū)域損耗改善
A區(qū)域包含消除電磁干擾的X電容器與并聯(lián)在旁的安規(guī)泄放電阻。組件的選用必須符合安規(guī)等式(1)的要求，其中安規(guī)規(guī)定放電時間須小于1 s；并聯(lián)接線方式中安規(guī)電阻上會有基本的功耗且與輸入電源的平方成正比，這個功耗由式(2)計算可得。例如當(dāng)輸入電源為264 V且泄放電阻為2 MΩ時，A區(qū)域的損耗將達到35 mW，損耗量非常可觀。
FAN6756器件采用創(chuàng)新的高壓組件對 X電容放電技術(shù)(Ax-CAPTM)，應(yīng)用這一控制器的系統(tǒng)將無需使用泄放電阻即可通過安規(guī)認證。
圖2中，無載或極輕載情況下拔去輸入電源插頭時，交流電壓(VAC)會保持在一個近似水平的電壓跨在X電容器兩端，F(xiàn)AN6756通過HV腳的取樣邏輯去得知VAC的電壓變化，這個邏輯電路內(nèi)部設(shè)置有一個比較電壓(VThreshold)以檢測VAC電壓值是否始終低于這個比較電壓(VThreshold)并且持續(xù)一個固定的判斷時間內(nèi)，如果確認此時為拔插頭的狀況， FAN6756將關(guān)閉Gate信號將VDD的電容放電至VDD_OFF，并觸發(fā) UVLO的保護，高壓組件將再次重新啟動。通過啟動電流來達到對X電容放電的目的，這一功能只在無載或極輕載條件下有效，而取樣邏輯的判斷時間約為40 ms。
從圖3可得知HV腳功能包括高壓啟動、輸入電壓取樣電路和X電容放電機制。M1開關(guān)是連接高壓和VDD之間的橋梁，由UVLO控制。M1開關(guān)和R2路徑用來實現(xiàn)高壓啟動功能， M3開關(guān)通過一個頻率信號控制來進行輸入電壓取樣控制，R2和R1分壓成一個電壓位準(VINAC)到比較器的反相輸入端；VINAC是用來偵測輸入電源的峰值；VREF是用來作為放電判斷之參考電壓。假如VINAC總是高于 VREF，M2開關(guān)將被打開，VDD電位將被放電到VDD_OFF，使得UVLO保護觸發(fā)，UVLO保護將打開 M1開關(guān)并關(guān)閉M2開關(guān)，HV腳將從X電容汲取所需之啟動電流對VDD的電容重新充電，從而實現(xiàn)放電功能。
B區(qū)域損耗改善
B區(qū)域損耗改善致力的目標是降低功率晶體管和IC的功耗。功率晶體管主要功耗因子有VDD電壓、Burst的時間長短和切換頻率(FSW)，如式(3)所示。在一般操作模式中(非保護模式)，F(xiàn)AN6756使用創(chuàng)新技術(shù)產(chǎn)生極低的UVLO電壓(約為6.5 V)，輔助繞組電壓設(shè)定將可大幅降低；其次降低在無載或極輕載時的工作頻率與脈沖頻率(fBurst)使FAN6756進入極端脈沖降頻模式(Deep burst mode)，一方面可以拉開門極(GATE)與門極(GATE)之間的距離進而降低切換損失，另一方面在門極(GATE)無輸出的情況下讓IC的操作電流(IOP_Gate-off)降低以降低，如式(4)所示的IC靜態(tài)損失。圖4為于高壓無載下的實際量測波形，輔助繞組電壓平均值大約為12 V而門極(GATE)與門極(GATE)之間的距離大約為1.12 s。此種方法可以降低B區(qū)域中功率晶體管和PWM IC的功耗。圖5定義出式(3)與式(4)中的相關(guān)參數(shù)。
C區(qū)域損耗改善
FAN6756的回授電壓腳(FB)通過TL431與光耦合器獲得次級端的輸出電壓信息，以此信號決定閘極的責(zé)任周期。如圖6所示，流經(jīng)光耦合二極管的順向偏壓電流(IF)經(jīng)過電流轉(zhuǎn)換比(CTR)后將能夠控制初級端的回授電流(IC)。
在無負載條件下反饋電流(IC)將呈現(xiàn)最大值，因為此情況下會有最高的輸出電壓，進而在次級端引起最大的順向偏置電流，如果想減少反饋環(huán)路(C區(qū))的無載功率損耗，勢必需從PWM IC本身來消減此功耗。
圖7所示為光耦合器(PC-817)的電壓-電流曲線，如果可以把反饋電流(IC)降至0.5 mA或更低，則光耦合器(PC-817)被迫工作在非線性區(qū)域，甚至進入“死區(qū)”。依上述原理,FAN6756 在無載情況下通過飛兆半導(dǎo)體的專利技術(shù)降低反饋電流(IC)的大小使光耦合器幾乎工作于非線性區(qū)，進而降低反饋環(huán)路的功耗。
無載情況下，F(xiàn)AN6756 切換其內(nèi)部的回授阻抗(ZFB)，欲縮小反饋電流(IC)勢必要將回授阻抗(ZFB)切換到大阻抗值，使光耦合器(PC-817)進入到非線性區(qū)，此方法亦可遲緩電壓反饋響應(yīng)，進而增加門極脈沖時間(tBurst)；間接降低B區(qū)域的功率晶體管功耗，式(5)為光耦合器于次級端的功耗表示式。
PPC_Loss=IF×VF(5)
從圖8所示的邏輯電路圖中可得知如何去切換反饋阻抗(ZFB)。無載條件下，回授電壓值將與內(nèi)部的VREF1和VREF2作比較。若反饋電壓小于VREF1，邏輯電路將會關(guān)閉門極并將反饋阻抗(ZFB)切換至高阻抗值；反之當(dāng)反饋電壓大于VREF2時，邏輯電路將反饋阻抗(ZFB)切回低阻抗值并使門極繼續(xù)輸出，以使光耦合器在門極輸出時工作于正常運行區(qū)域。
FAN6756與FAN6754無載損耗計算實例
將飛兆半導(dǎo)體不同時期的兩款PWM IC—FAN6756 和FAN6754置于相同的測試板上(其額定輸出電壓/電流規(guī)格為19 V/3.42 A)，測試波形如圖9所示。測量無載時和230 V電壓輸入無線時的相關(guān)參數(shù)值，根據(jù)這些實測參數(shù)計算無載損耗，未引入飛兆半導(dǎo)體創(chuàng)新節(jié)電技術(shù)的FAN6754所測得的無載損耗為73 mW。而應(yīng)用了節(jié)能技術(shù)的FAN6756相同條件下無線損耗僅為30 mW，較之FAN6754有明顯改善。