引言

　　鎖相環(huán)(PLL: Phase-locked loops)是一種利用反饋控制原理實現(xiàn)的頻率及相位的同步技術(shù)，其作用是將電路輸出的時鐘與其外部的參考時鐘保持同步。隨著集成電路加工中功能器件的尺寸縮小，器件電源電壓也呈下降趨勢，包括PLL和其它混合信號功能所用的電源。然而，PLL的關(guān)鍵元件——“壓控振蕩器”(VCO)的實用技術(shù)要求并未隨之大幅降低。給當(dāng)今的PLL或RF系統(tǒng)設(shè)計師提出了挑戰(zhàn)：低壓PLL IC如何與高壓VCO實現(xiàn)接口。電平轉(zhuǎn)換接口通常利用有源濾波電路來實施，這將在下文討論。

　　本文將分析說明PLL的基本原理，考察采用高壓VCO的PLL設(shè)計的當(dāng)前技術(shù)水平，討論典型架構(gòu)的利弊，并介紹高壓VCO的一些替代方案。

　　1 PLL基本原理
　　鎖相環(huán)(圖1)是一個反饋系統(tǒng)，其中相位比較器或鑒相器驅(qū)動反饋環(huán)路中的VCO，使振蕩器頻率(或相位)精確跟蹤所施加的參考頻率。通常需要用濾波電路，對正/負(fù)誤差信號求積分并使之平坦，以及提高環(huán)路穩(wěn)定性。反饋路徑中常包含分頻器，使輸出頻率(VCO的范圍內(nèi))為參考頻率的倍數(shù)。分頻器的頻率倍數(shù)N可以是整數(shù)，也可以是小數(shù)，PLL相應(yīng)地稱為“整數(shù)N分頻PLL”或“小數(shù)N分頻PLL”。

　　圖1. 基本鎖相環(huán)

　　PLL是負(fù)反饋控制環(huán)路，因此達(dá)到均衡時，頻率誤差信號必須為零，以便在VCO輸出端產(chǎn)生精確且穩(wěn)定的頻率N × FREF。

　　PLL有多種實施方法，根據(jù)所需頻率范圍、噪聲和雜散性能以及物理尺寸，可以采用全數(shù)字式、全模擬式或混合電路。目前，高頻(或RF)PLL的常用架構(gòu)既含有全數(shù)字式模塊，如反饋分頻器和鑒相器等，也含有高精度模擬電路，如電荷泵和VCO等。

　　圖2顯示了當(dāng)前器件的高度集成電路示例，這是集成VCO的小數(shù)N分頻PLL IC ADF4350寬帶頻率合成器的框圖，其輸出頻率范圍為137.5 MHz至4400 MHz。

　　圖2. ADF4350 PLL頻率合成器框圖

　　限制PLL性能的主要特性有相位噪聲、雜散頻率和鎖定時間。

　　相位噪聲：相當(dāng)于時域中的抖動，相位噪聲是振蕩器或PLL噪聲在頻域中的表現(xiàn)。。

　　雜散：雜散頻率由電荷泵定期更新VCO調(diào)諧電壓而引起，并以與載波相差PFD頻率的偏移頻率出現(xiàn)。

　　鎖定時間：從一個頻率變?yōu)榱硪粋€頻率或響應(yīng)瞬時偏移時，PLL的相位或頻率返回鎖定范圍所需的時間。

　　2 為什么VCO仍然用高壓?

　　高性能VCO是最后幾種不為硅集成潮流所動的電子器件之一。僅幾年前，手機(jī)所用的VCO才完全集成到手機(jī)無線電芯片組中。但是，在蜂窩基站、微波點對點系統(tǒng)、軍用和航空航天產(chǎn)品以及其它高性能應(yīng)用中，基于硅的VCO則能力有限，仍然需要采用分立方式來實施VCO。原因如下：

　　大多數(shù)商用分立VCO采用容值可變的變?nèi)荻O管，作為LC振蕩電路的可調(diào)諧元件。改變二極管的電壓會改變其電容，從而改變振蕩電路的諧振頻率。

　　變?nèi)荻O管的任何電壓噪聲都會被VCO增益KV(用MHz/V表示)放大，并轉(zhuǎn)換為相位噪聲。要使VCO相位噪聲保持最小，KV必須盡可能小，但為了實現(xiàn)合理的寬調(diào)諧范圍，KV必須較大。因此，對于要求低相位噪聲和寬調(diào)諧范圍的應(yīng)用，VCO制造商通常會設(shè)計低增益、輸入電壓范圍較大的振蕩器，以滿足這些相互矛盾的要求。

　　3 與高壓VCO接口

　　大多數(shù)商用PLL頻率合成器IC提供電荷泵輸出，其上限約為5.5 V;當(dāng)環(huán)路濾波器僅使用無源器件時，VCO要求較高的調(diào)諧電壓，該輸出不足以直接驅(qū)動VCO。為了達(dá)到較高的調(diào)諧電壓，必須利用運算放大器電路實施有源環(huán)路濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

　　實現(xiàn)這種結(jié)構(gòu)的最簡單方法是在無源環(huán)路濾波器之后添加一個增益級。雖然易于設(shè)計，但這種方法有幾個缺點：反相運算放大器配置具有低輸入阻抗，會使無源環(huán)路濾波器承受負(fù)載，從而改變環(huán)路動態(tài)特性;同相配置具有足夠高的輸入阻抗，不會使濾波器承受負(fù)載，但有源濾波器增益會放大運算放大器的任何噪聲，從而無法受益于前置無源環(huán)路濾波器的濾波功能。

　　圖3顯示建議有源濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的兩個示例，其中前置濾波分別使用反相和同相增益。請注意，這些放大器電路是真時間積分器，可強(qiáng)迫PLL環(huán)路在輸入端保持零誤差。環(huán)路之外，所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可能會漂移至供電軌

　　a. 反相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　b. 同相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　圖3. 采用前置濾波的有源濾波器

　　反相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)勢是可以將電荷泵輸出偏置在固定電壓，通常為電荷泵電壓的一半(VP/2)，此時對雜散性能最有利。注意應(yīng)提供干凈的偏置電壓，最好是來源于ADP150等專用低噪聲線性穩(wěn)壓器，并在盡可能靠近運算放大器輸入引腳處充分去耦。分壓器網(wǎng)絡(luò)所用的電阻值應(yīng)盡可能小，以便降低噪聲。使用反相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)時，必須確保PLL IC允許PFD極性反轉(zhuǎn);如有必要，應(yīng)抵消運算放大器的反轉(zhuǎn)，以正確的極性驅(qū)動VCO。ADF4xxx系列就具有這種特性。

　　同相環(huán)路濾波器配置不需要專用偏置，因此這種解決方案可能更緊湊。此時，電荷泵電壓不是偏置在固定電平，而是在其工作電壓范圍內(nèi)變化。4 選擇運算放大器

　　運算放大器的選擇對于最大限度地發(fā)揮有源濾波器的潛能至關(guān)重要。

　　濾波器輸出直接影響所產(chǎn)生的頻率和相位;因此，運算放大器的噪聲電壓密度可以顯示有源濾波器將增加多少相位噪聲。放大器噪聲在PLL環(huán)路帶寬內(nèi)和帶外均會產(chǎn)生影響，在環(huán)路濾波器的轉(zhuǎn)折頻率處最為顯著，具有高噪聲電壓密度的放大器尤其突出。因此，放大器噪聲必須保持較低水平，才能完成放大器和高壓VCO的使命，提供較低的相位噪聲。

　　相對于PFD輸出電流，如果運算放大器具有較為明顯的輸入偏置電流，則可能會導(dǎo)致PLL輸出頻譜上出現(xiàn)較大的雜散。為使VCO調(diào)諧電壓保持恒定且PLL保持鎖定，電荷泵必須補償每個PFD周期中運算放大器輸入端所耗用的偏置電流。這就會在PFD頻率調(diào)制VTUNE電壓，并在載波周圍引起雜散，其偏移等于PFD頻率。

　　共模電壓范圍或輸入電壓范圍(IVR)是運算放大器的另一個重要特性，但常被忽視，導(dǎo)致終端設(shè)計發(fā)生嚴(yán)重問題。IVR決定輸入引腳上最大/最小信號與正/負(fù)供電軌之間所需的間隙。

　　對于采用±15 V電源供電的早期運算放大器，典型IVR為±12 V。后來加入了緩慢的橫向PNP輸入級，使得IVR可以包括負(fù)供電軌，從而提供單電源工作能力。雖然任何運算放大器均能采用地和正電源供電，但必須注意輸入與供電軌的間距。

　　表1. 建議在PLL有源環(huán)路濾波器中使用的運算放大器

　　運算放大器的選擇取決于應(yīng)用。如果PFD雜散遠(yuǎn)離環(huán)路帶寬，則可以選用雙極性結(jié)型晶體管輸入(BJT)運算放大器，如OP184或OP27等。環(huán)路濾波器將會很好地衰減BJT的高輸入偏置電流所引起的PFD雜散，而且PLL可以充分利用BJT運算放大器的低噪聲電壓密度特性。

　　如果應(yīng)用要求較小的PFD與環(huán)路帶寬比，則應(yīng)折衷考慮噪聲與雜散水平;AD820和AD8661可能是較佳選擇。

　　值得注意的是，雖然有源濾波器往往會增加PLL的噪聲，但它能夠充當(dāng)緩沖器，在一些特定應(yīng)用中具有無源濾波器所不及的性能優(yōu)勢。例如，如果VCO調(diào)諧端口的泄漏電流較高，導(dǎo)致PFD雜散較高，則可以使用運算放大器來降低雜散水平。運算放大器的低阻抗輸出可輕松彌補調(diào)諧端口泄漏電流。

　　5 設(shè)計示例

　　為在1-GHz頻帶上工作，同時滿足相位噪聲要求，有必要使用高壓VCO和有源環(huán)路濾波器。相位噪聲和雜散特性以及單電源限制，將決定運算放大器的選擇。為了達(dá)到雜散要求，運算放大器必須具有低輸入偏置電流，而為了實現(xiàn)最佳相位噪聲性能，運算放大器必須具有低電壓噪聲。選擇JFET輸入運算放大器可以兼顧以上兩個要求，例如AD8661，其輸入偏置電流為0.3 pA，電壓噪聲為12 nV/√Hz。該器件還能處理單電源要求。選擇RFMDUMS-2000-A16 VCO來滿足倍頻程范圍要求。

　　開始設(shè)計時，最好利用支持有源濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的ADIsimPLLTM工具進(jìn)行仿真。圖3所示為兩種推薦的濾波器類型;ADIsimPLL還支持其它配置。

　　PLL選擇ADF4150，它具有整數(shù)和小數(shù)兩種工作模式，提供2/4/8/16/32幾種輸出分頻器選項，可覆蓋從2 GHz至31.25 MHz的連續(xù)頻率。ADF4150與圖2所示的ADF4350相似，但前者允許選擇外部VCO，適合需要滿足更嚴(yán)苛相位噪聲要求的應(yīng)用。在仿真過程中，PLL環(huán)路濾波器設(shè)置為20 kHz，以期減小運算放大器的噪聲貢獻(xiàn)，同時使PLL鎖定時間小于2 ms。

　　圖4所示為采用以下器件的仿真系統(tǒng)與測量系統(tǒng)噪聲(dBc)與頻率偏移關(guān)系曲線：ADF4150 PLL、UMS VCO和基于AD8661的濾波器。兩條曲線均顯示，由于有源環(huán)路濾波器增加的噪聲，約20 kHz時出現(xiàn)峰值噪聲–90 dBc，不過仍然實現(xiàn)了1 MHz偏移時–142 dBc/Hz的目標(biāo)。若要降低帶內(nèi)噪聲，可以使用OP184或OP27等噪聲更低的運算放大器，但雜散會提高;或者將PLL環(huán)路帶寬降至20 kHz以下。

　　圖4. ADIsimPLL仿真性能與測量性能對比：AD8661用作PLL有源濾波器中的運算放大器

　　圖5顯示，使用OP27時性能約改善6 dB。這種情況下，因為環(huán)路帶寬相對較窄，所以雜散并未顯著增加。進(jìn)一步降低帶寬可以改善100 kHz以下偏移的相位噪聲，但PLL鎖定時間會延長。所有這些權(quán)衡考慮均可以在進(jìn)入實驗室設(shè)計之前，利用ADIsimPLL模擬進(jìn)行測試。

　　圖5. 有源環(huán)路濾波器中使用AD8661與使用OP27的PLL測量性能對比6 高壓PLL

　　以上討論都圍繞利用有源濾波器實現(xiàn)低壓PLL器件與高壓VCO接口而展開。不過，高壓PLL已經(jīng)出現(xiàn)，因而使用有源濾波器的必要性大大降低。例如ADF4113HV PLL，它集成高壓電荷泵，歸一化相位本底噪聲為–212 dBc/Hz。

　　該高壓PLL系列產(chǎn)品將會不斷擴(kuò)充，不久將會出現(xiàn)最大電壓為30 V的器件，以及具有高壓電荷泵的小數(shù)N分頻PLL。有關(guān)產(chǎn)品更新和新產(chǎn)品信息，請訪問PLL網(wǎng)站。

　　7 集成VCO的寬帶寬PLL

　　另外可以用完全集成的高性能PLL，例如圖2所示的ADF4350等，代替有源濾波器與高壓VCO組合。這種情況下，VCO集成在芯片內(nèi)。采用多頻段VCO方法可以避免上述權(quán)衡考慮寬調(diào)諧范圍與低相位噪聲的問題。ADF4350片內(nèi)集成三個獨立的VCO，每個VCO均有16個重疊子頻段，因而共有48個子頻段。

　　這真正體現(xiàn)出從分立式VCO設(shè)計轉(zhuǎn)向硅解決方案的優(yōu)勢：在極小的面積上實現(xiàn)非常高的集成度，從而使設(shè)計更加靈活。例如，ADF4350同時集成了可編程輸出分頻器級，可以覆蓋從137.5 MHz至4.4 GHz的頻率，這對于希望多種頻率和標(biāo)準(zhǔn)均采用同一設(shè)計的無線電設(shè)計師極具吸引力。

　　ADF4350采用5 mm2 LFCSP封裝，而標(biāo)準(zhǔn)VCO封裝為12.7 mm2。同時性能水平也接近分立設(shè)計;相位噪聲在100 kHz偏移時為–114 dBc/Hz，在1 MHz偏移時為–134 dBc/Hz。

　　圖6. ADF4350 VCO中48個不同頻段的電壓與頻率關(guān)系圖