引言

　　根據《太陽能光伏發(fā)電系統(tǒng)研制技術協(xié)議》的規(guī)定， 接入太陽能光伏發(fā)電系統(tǒng)的電池陣列在最強光照的情況下的開路電壓將不能超過750 V，最低不低于120 V。本文介紹的開關電源就是在120～750 V的輸入電壓范圍內能穩(wěn)定地輸出， 從而使太陽能光伏并網發(fā)電系統(tǒng)能在協(xié)議規(guī)定的輸入范圍內穩(wěn)定地為低壓控制器、IGBT驅動器以及LCD供電， 并使系統(tǒng)可靠地工作。
 

　　1 電路拓撲

　　本設計的電路拓撲結構如圖1所示， 圖中，當VT1和VT2同時導通時， DC電源和變壓器初級組成回路， 變壓器初級的電流上升， 變壓器的磁通密度從初始的剩余磁通Br上升到峰值Bw， 并將能量存儲在變壓器中， 這時， 由于次級的二極管VD3的截止作用， 使得變壓器不能向次級傳送能量； 而當VT1和VT2同時關斷的時候， 由于反激的作用， 變壓器初級的電壓反向， 鉗位二極管VD1和VD2導通， 以把原邊繞組的反激電壓和開關管上的電壓鉗制在電源電壓Vdc。此時， 存儲在變壓器的能量一部分向副邊傳遞， 另一部分通過鉗位二極管返回給電容C1和C2。因而在反激時間內， 變壓器的磁通密度從峰值Bw下降到剩余磁通Br。經過一段時間， VT1和VT2又同時開通，以進入下一個周期。整個電路通過連續(xù)地開關VT1和VT2， 就可以得到穩(wěn)定的直流輸出。

圖1 雙管反激式拓撲結構

　　由于實際電路的分布參數以及開關管VT1和VT2的屬性并非完全相同， 所以， VT1和VT2不是完全同時開關。當VT1先關斷時， 變壓器初級T1、VT2和VD2組成回路續(xù)流， 而當VT2關斷時，變壓器儲存的能量將向次級傳送； 同理， 當VT2先關斷， 變壓器初級T1、VT1和VD1將組成回路續(xù)流， 并當VT1關斷時， 變壓器存儲的能量向次級傳送。

　　與一般采用單管加控制芯片的開關電源不同的是， 本設計采用了上下兩個MOSFET， 這樣做的目的一是可以降低每個開關管上承受的電壓，二是兩個開關管不需要采用兩個控制芯片來控制， 而只用一個PWM波就可以實現兩個開關管的同時開通和關斷。

　　圖2所示是本設計的主電路圖， 圖中， D1和D2主要防止由于反激電壓串入DC電源引起DC電壓波動， R1和R2取值相同， C1和C2的容值屬性均相同， 這樣一方面可以平衡C1和C2上的電壓，另一方面可以降低C1的C2的耐壓。VT1和VT2共用一個驅動信號， 故可實現同時開通和關斷。R3為采樣電阻， 該主電路采用的是峰值電流控制模式。VT4的作用主要是外加保護。輔助繞組的設計主要是為控制電路供電。次級整流二極管后加π型濾波器的效果要比只用電容濾波更好， R4為假負載， 主要是防止開關電源的空載。R5， R6，tl431， pc817和R7共同組成反饋電路。

圖2 主電路圖控制電路的設計 #e#

　　2 控制電路的設計

　　本設計采用SG*1高集成環(huán)保模式PWM控制器， 該控制器采用電流模式(逐周期電流限制)的工作方式， 可以實現軟驅動圖騰柱輸出的可調控的PWM波形， 其輸出電壓可達18 V， 足以同時驅動兩路MOSFET。本設計還在PWM輸出端設計了一個信號耦合變壓器， 這樣可用同一個PWM信號來控制兩個MOSFET， 使Q1和Q2同時開通和關斷， 還可以實現驅動MOSFET信號的隔離。另外，該控制器也可以提供欠壓鎖定和過溫保護功能，當VDD小于10 V時， 控制器內部將鎖定， 不再向外發(fā)送PWM波。

　　本設計采用負載繞組給控制芯片SG*1供電， 從主電路可知， 輔助繞組和次級繞組處在相同的工作方式下， 這在設計變壓器的時候只要根據次級輸出就可以確定輔助繞組的設計。應當注意的是， 在雙管反激電路中， 兩個開關管中間有一個懸浮地， 因而不能直接驅動， 所以， 這里采用變壓器隔離驅動方法來使VT1和VT2公用同一驅動信號。

　　圖3所示是本設計的控制芯片電路及驅動電路， 圖中， R3接在直流電壓DC端主要用來啟動，當流入3腳的電流足夠啟動芯片的時候， 芯片8腳Gate輸出PWM波， 從而使主電路導通， 電源開始工作。R4主要確定芯片輸出PWM波的頻率， R5和C5組成電流采樣的匹配網路。由于芯片采用逐周峰值電流工作方式， 故在初級線圈電流達到峰值時， 芯片將關斷PWM波， 變壓器向次級傳送能量。

圖3 控制芯片電路及驅動電路

　　圖4所示是其系統(tǒng)中的輸入欠壓和輸出過壓保護電路。由于本開關電源設計采用了輸入過壓和輸入欠壓保護， 故當輸入高于750 V或低于120V時， 比較器的2腳電壓值會高于2.5 V或比較器的5腳會低于2.5 V， 本設計采用精密可調線性穩(wěn)壓器TL431來產生2.5 V的基準源， 并分別給比較器的3腳和6腳供電， 這樣， 在比較器的1腳或7腳就會產生低電平， Q5由于基級電壓過低而截止，線性光耦U5的發(fā)光二極管不能發(fā)光。這時， 由于Q4S接到輸出儲能電容上， Q4G和Q4S不能組成通路， 所以， 加在Q4管的GS間的電壓Ugs為零， 開關管Q4關斷， 電源不能向后面負載供電， 從而實現欠壓和過壓保護功能。

圖4 輸入欠壓和輸出過壓保護電路

　　3 電路變壓器的設計

　　采用兩個開關管串聯(lián)不會影響主電路中變壓器的設計， 故可根據《開關電源設計指南》中相關介紹來計算變壓器參數， 本設計選用TDK公司的PC40EE25高頻磁性材料作為鐵芯， 變壓器的參數計算如下：

　　初級線圈的峰值電流：

　　變壓器的有效功率：

　　式中， Ac為有效磁芯面積， 單位為cm2， Bmax為最大磁通密度， 單位為G (高斯Wb/cm2)。4 實驗結果

　　目前， 筆者采用該技術成功地設計出了一種輸入范圍為120～800 V， 輸出功率為20 W的輔助開關電源。

　　本設計采用直流120～800 V輸入， 輸出單路為20 V/1 A， 其實驗的工作頻率f為100 kHz， 主變壓器選用PC40 EE25高頻磁芯， 驅動隔離變壓器選用T57 R12.5×7.5×5高頻脈沖變壓器磁芯， 主開關VT1 和VT2 選用APT 4M120K N溝道MOSFET，鉗位二極管VD1和VD2選用HER308肖特基二極管， 整流二極管VD3選用CQ504， 保護電路開關管VD4選用IRF9640 P溝道MOSFET。

　　5 結束語

　　實驗證明， 由于本設計采用了反激式拓撲結構， 因此， 電路工作穩(wěn)定度好。這種結構的特點是整個電路使用元器件少， 本身固有效率高(典型效率為80%)， 采用單片開關控制， 整體設計比較經濟， 又因為和主功率回路分開， 從而避免了相互干擾， 提高了可靠性。