1 引言
傳統(tǒng)的EMC的補(bǔ)救辦法只能增加額外的元器件，而增加元件有可能影響原始的控制環(huán)帶寬，造成重新設(shè)計(jì)整個系統(tǒng)的最壞情況，增加了設(shè)計(jì)成本。為了避免出現(xiàn)這樣的情況，需要在設(shè)計(jì)過程中考慮EMC的問題，對開關(guān)電源的EMI進(jìn)行一定精度的分析和預(yù)測，并根據(jù)干擾產(chǎn)生的機(jī)理及其在各頻帶的分布情況改進(jìn)設(shè)計(jì)，降低EMI水平，從而降低設(shè)計(jì)成本。
2 開關(guān)電源EMI特點(diǎn)及分類
對開關(guān)電源傳導(dǎo)電磁干擾進(jìn)行預(yù)測，首先需要明確其產(chǎn)生機(jī)理以及噪聲源的各項(xiàng)特性。由于功率開關(guān)管的高速開關(guān)動作，其電壓和電流變化率都很高，上升沿和下降沿包含了豐富的高次諧波，所以產(chǎn)生的電磁干擾強(qiáng)度大；開關(guān)電源的電磁干擾主要集中在二極管、功率開關(guān)器件以及與其相連的散熱器和高頻變壓器附近；由于開關(guān)管的開關(guān)頻率從幾十kHz到幾MHz，所以開關(guān)電源的干擾形式主要是傳導(dǎo)干擾和近場干擾。其中，傳導(dǎo)干擾會通過噪聲傳播路徑注入電網(wǎng)，干擾接入電網(wǎng)的其他設(shè)備。
開關(guān)電源傳導(dǎo)干擾分為2大類。
1)差模(DM)干擾。DM噪聲主要由di/dt引起，通過寄生電感，電阻在火線和零線之間的回路中傳播，在兩根線之間產(chǎn)生電流Idm，不與地線構(gòu)成回路。
2)共模(CM)干擾。CM噪聲主要由dv/dt引起，通過PCB的雜散電容在兩條電源線與地的回路中傳播，干擾侵入線路和地之間，干擾電流在兩條線上各流過二分之一，以地為公共回路；在實(shí)際電路中由于線路阻抗不平衡，使共模信號干擾會轉(zhuǎn)化為不易消除的串?dāng)_干擾。
3 開關(guān)電源EMI的仿真分析
從理論上來講，無論是時(shí)域仿真還是頻域仿真，只要建立了合理的分析模型，其仿真結(jié)果都能正確反映系統(tǒng)的EMI量化程度。
時(shí)域仿真方法需要建立變換器中包含所有元件參數(shù)的電路模型，利用PSPICE或Saber軟件進(jìn)行仿真分析，使用快速傅里葉分析工具得到EMI的頻譜波形，這種方法在DM噪聲的分析中已經(jīng)得到了驗(yàn)證。然而開關(guān)電源中的非線性元件如MOSFET，IGBT等半導(dǎo)體器件，其非線性特性和雜散參數(shù)使模型非常復(fù)雜，同時(shí)開關(guān)電源電路工作時(shí)其電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不斷改變，導(dǎo)致了仿真中出現(xiàn)不收斂的問題。在研究CM噪聲時(shí)，必須包含所有的寄生元件參數(shù)，由于寄生參數(shù)的影響，F(xiàn)FT結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果很難吻合；開關(guān)功率變換器通常工作在很大的時(shí)間常數(shù)范圍內(nèi)，主要包括3組時(shí)間常數(shù)：與輸出端的基本頻率有關(guān)的時(shí)間常數(shù)(幾十ms)；與開關(guān)元件的開關(guān)頻率有關(guān)的時(shí)間常數(shù)(幾十μs)；與開關(guān)元件導(dǎo)通或關(guān)斷時(shí)的上升時(shí)間和下降時(shí)間有關(guān)的時(shí)間常數(shù)(幾ns)。
正因如此，在時(shí)域仿真中，必須使用非常小的計(jì)算步長，并且需要用很長時(shí)間才能完成計(jì)算；另外，時(shí)域方法得到的結(jié)果往往不能清晰地分析電路中各個變量對干擾的影響，不能深層解釋開關(guān)電源的EMI行為，而且缺乏對EMI機(jī)理的判斷，不能為降低EMI給出明確的解決方案。
頻域仿真是基于噪聲源和傳播途徑阻抗模型基礎(chǔ)上的分析方法。利用LISN為噪聲源提供標(biāo)準(zhǔn)負(fù)載阻抗。如圖1所示，從LISN看過去，整個系統(tǒng)可以簡化成噪聲源、噪聲路徑和噪聲接收器(LISN)。頻域方法可以大大降低仿真計(jì)算的時(shí)間，一般不會出現(xiàn)計(jì)算結(jié)果不收斂的情況。
圖1 噪聲源與傳播路徑概念
圖1中，噪聲路徑包括PCB傳導(dǎo)、耦合路徑，散熱片電容耦合路徑，變壓器耦合路徑等。
4 基于頻域方法的SMPS等效電路模型
對開關(guān)電源進(jìn)行頻域仿真，首先要建立開關(guān)電源的頻域仿真模型。開關(guān)電源EMI頻域預(yù)測的重點(diǎn)是對噪聲路徑的建模，其中包括：無源器件的高頻模型；PCB及結(jié)構(gòu)寄生參數(shù)的抽取。
在考慮無源器件、PCB及結(jié)構(gòu)寄生參數(shù)的基礎(chǔ)上，建立開關(guān)電源集中參數(shù)的電路模型，可以通過計(jì)算或仿真得到該電路的阻抗，諧振點(diǎn)等，從而為降低EMI提供有力的依據(jù)。
由于差模噪聲和共模噪聲的傳播路徑不同，有必要對DM傳播路徑和CM傳播路徑分別建模。這樣可以更好地分析各種干擾的特點(diǎn)，而且還可以為設(shè)計(jì)濾波器提供有力的依據(jù)。
4.1 噪聲源的模型建立
由于需要分別對DM 噪聲和CM 噪聲進(jìn)行分析，所以對DM 噪聲源和CM 噪聲源也需要分別建模。M.Nave在文獻(xiàn)[3]中提出使用電流源作為DM 噪聲源，使用電壓源作為CM 噪聲源的方法，就是因?yàn)镈M 噪聲主要由di/dt引起，而CM 噪聲則主要由dv/dt引起。文獻(xiàn)[4]在此基礎(chǔ)上對CM 噪聲源進(jìn)行了改進(jìn)，考慮了電壓過沖和下沖，并且在線路阻抗近似平衡的情況下，利用DM 電流源和一個電壓源來表示CM 噪聲源(如圖2所示)。
圖2 共模噪聲源的表示
文獻(xiàn)基本都是用梯形波來表示噪聲源的，但實(shí)際中并不是每個電路中的開關(guān)器件的波形都能很好地用梯形波近似，圖3所示即為一個反激電源開關(guān)管的電流電壓波形，除了梯形波之外，還有電流尖峰，電壓過沖和下沖等分量，會導(dǎo)致噪聲源的頻譜與梯形波有一定的不同。所以不能盲目地使用梯形波來表征噪聲源，而是需要對電路進(jìn)行分析或者仿真，從而得到開關(guān)器件的電流或電壓波形，基于此波形再對噪聲源進(jìn)行建模，這樣才能更精確地反映開關(guān)電源的電磁干擾。
圖3 某反激電源開關(guān)管的電流電壓波形
4.2 無源器件的高頻模型
在EMI的頻率范圍內(nèi)，常用的無源器件都不能再被認(rèn)為是理想的，他們的寄生參數(shù)嚴(yán)重影響著其高頻特性。
在各種無源器件中，電阻、電感和電容的高頻等效寄生參數(shù)可以用高頻阻抗分析儀測得。表1所示為各種無源器件的理想模型和高頻等效模型。
表1 電阻、電容、電感及變壓器的高頻等效模型
對于高頻變壓器，提出可以使用有限元分析方法和實(shí)驗(yàn)測量法求取，從而可以得到漏感、原副邊自電容和原副邊互電容這些引起電路震蕩、增加傳導(dǎo)EMI的主要參數(shù)。使用ansoft公司的Maxwell仿真軟件，可以通過輸入變壓器的繞組和磁芯的幾何尺寸與電磁參數(shù)，利用有限元分析的方法得到各寄生參數(shù)。實(shí)驗(yàn)測量法的總體思路就是在所建立模型的基礎(chǔ)上，推導(dǎo)出變壓器在不同工作狀態(tài)下的阻抗特性(如原副邊繞組開路，短路的不同組合)方程，然后測量這些狀態(tài)下的阻抗，從而得到漏感和寄生電容。
4.3 PCB及結(jié)構(gòu)寄生參數(shù)的提取
除了元器件選取、電路及其結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，PCB的布局、布線設(shè)計(jì)、線路板加工對電磁兼容會造成很大影響，是一個非常重要的設(shè)計(jì)環(huán)節(jié)。由于開關(guān)電源的PCB布線基本上都是依據(jù)經(jīng)驗(yàn)手工布置，有很大的隨意性，這就增加了PCB分布參數(shù)提取的難度。PCB的寄生參數(shù)會造成開關(guān)電源噪聲傳播途徑的阻抗變化，影響控制器對開關(guān)電源輸出電壓電流的控制作用。PCB的布局不合理還會形成開關(guān)電源向外輻射電磁干擾的途徑，同時(shí)也會通過該途徑吸收外界電磁干擾，從而降低開關(guān)電源的電磁干擾抗擾度。所以PCB的布局布線是開關(guān)電源EMC設(shè)計(jì)中極為重要的環(huán)節(jié)。
對于傳導(dǎo)干擾，寄生參數(shù)的提取精確度是通過仿真有效預(yù)測EMI水平的關(guān)鍵。盡管對于結(jié)構(gòu)簡單的元件來說，寄生參數(shù)是很容易計(jì)算的，但是對于復(fù)雜結(jié)構(gòu)中的元件來說，并不是那么容易就能得到寄生參數(shù)，例如多層板和直流母線的寄生參數(shù)。
為了建立開關(guān)電源PCB的高頻模型，需要對PCB的結(jié)構(gòu)寄生參數(shù)進(jìn)行抽取。提取PCB寄生參數(shù)的方法有很多，其中TDR(時(shí)域反射)方法可以在不知道實(shí)際幾何形狀的情況下對寄生電感和寄生電容進(jìn)行提取，但是TDR(時(shí)域反射)方法需要時(shí)域反射儀，用于樣機(jī)建成后，這就使開發(fā)成本大大增加，而且TDR方法不能尋找到復(fù)雜結(jié)構(gòu)中的耦合效應(yīng)；然而FEA(有限元分析)方法則可以克服這一缺點(diǎn)，用于樣機(jī)建成前。利用FEA工具可以準(zhǔn)確地得到PCB的寄生參數(shù)，并能考慮復(fù)雜幾何結(jié)構(gòu)的耦合情況。
有很多對PCB結(jié)構(gòu)進(jìn)行寄生參數(shù)抽取軟件，如InCa,SIwave,Q3D等，分別用不同的方法對PCB的寄生參數(shù)進(jìn)行計(jì)算和提取，如部分元等效電路方法、有限元分析方法、有限元分析方法和矩量法結(jié)合的方法等。其中InCa軟件只能計(jì)算分布電感，不適合計(jì)算分布電容，不宜處理共模干擾的仿真分析；SIwave軟件提取出來的是電路的S參數(shù)，不能清晰地反映PCB中的耦合情況及其對開關(guān)電源EMI的影響；Q3D 軟件利用FEA 和MOM結(jié)合的方法求解電磁場，可以得到PEEC部分元等效電路，也可以得到PCB上各導(dǎo)體的互感互容，可以清晰地分析各種情況下PCB結(jié)構(gòu)對開關(guān)電源EMI的影響。
J.Ekman提出了基于寄生參數(shù)矩陣的等效電路的建立方法，即把所有互感、互容等效成受控的電壓源，與自感、自容連接(相當(dāng)于把所有互感、互容對電路的影響等效到受控電壓源上)，從而建立等效電路模型。圖4所示為任意兩個節(jié)點(diǎn)間的等效電路模型。
圖4 任意兩節(jié)點(diǎn)間的等效電路模型
圖4中：
式中：Lpmn為m和n兩導(dǎo)線間的互感。
雖然這樣可以提高仿真的準(zhǔn)確性，但是加大了分析的計(jì)算量，可以通過忽略一些對結(jié)果影響不是很大的互感、互容，減少計(jì)算量。
散熱片與開關(guān)管之間會有電容效應(yīng)，噪聲可以通過該效應(yīng)在電路和地之間進(jìn)行傳播，文獻(xiàn)【9】對散熱片在開關(guān)電源傳導(dǎo)和輻射干擾中的影響作了詳細(xì)的闡述。
還有其他的在空間通過電感或電容耦合傳到接收器的噪聲，不可以忽略。
模型建立之后，就可以使用仿真軟件對開關(guān)電源EMI進(jìn)行仿真，得到開關(guān)電源傳導(dǎo)EMI的頻譜波形，通過分析波形可以定位開關(guān)電源EMI的問題所在，進(jìn)而通過解決該問題而降低EMI。
5 降低EMI的設(shè)計(jì)方法及策略
降低開關(guān)電源EMI，需要從噪聲源和傳播路徑入手。首先，對于噪聲源，可以通過加吸收電路，減小di/dt和dv/dt來降低其EMI水平，但是這樣一來，開關(guān)電源的效率將會受到影響，需要對這兩者進(jìn)行一定的取舍。
然后是對傳播路徑進(jìn)行改進(jìn)。改進(jìn)的目的是要使傳播路徑對于干擾的阻抗增大，阻斷其向接收器的傳播，而對于電網(wǎng)提供的功率，阻抗要小，從而增加開關(guān)電源的工作效率。
選取元件時(shí)需要盡量選取寄生參數(shù)影響小的元件，比如電容的ESR和ESL要盡量小，電感的寄生電容要小等。在PCB以及散熱片的位置等設(shè)計(jì)過程中，也要盡可能增大對干擾傳播路徑的阻抗，使噪聲盡可能少的通過PCB路徑傳導(dǎo)到接收器。
如果以上所有降低EMI的措施都完成了還沒有達(dá)到EMC的標(biāo)準(zhǔn)，就可以根據(jù)前面仿真分析得到的差模和共模干擾的波形對濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)。在設(shè)計(jì)濾波器的時(shí)候，也同樣要注意元件的布局，還有PCB寄生參數(shù)對濾波器阻抗的影響，其本質(zhì)也是增大對干擾的阻抗，使干擾無法通過傳播路徑。開關(guān)電源設(shè)計(jì)流程如圖5所示。
圖5 開關(guān)電源設(shè)計(jì)流程
6 結(jié)論
綜上所述，目前對于開關(guān)電源傳導(dǎo)干擾的預(yù)測方法有時(shí)域方法和頻域方法兩種，由于時(shí)域方法需要使用很小的計(jì)算步長，需要花費(fèi)很長的計(jì)算時(shí)間，容易出現(xiàn)仿真結(jié)果不收斂的問題。同時(shí)，時(shí)域仿真得到的結(jié)果往往不能清晰地分析電路中各個變量對干擾的影響。而頻域仿真物理意義清晰，更容易判斷各參數(shù)對EMI的影響，能夠?yàn)榻档虴MI提供有力依據(jù)，關(guān)鍵問題是建立合理的干擾源和傳播途徑的頻域模型。