隨著無線手持設(shè)備、PDA以及其它便攜式電子產(chǎn)品的外形尺寸不斷縮小，其復(fù)雜程度也持續(xù)增加，設(shè)計工程師將要面對越來越多的問題，包括電池壽命、板載面積、發(fā)熱量及功率消耗。

　　當(dāng)使用DC/DC轉(zhuǎn)換器時，效率是最主要的目標(biāo)。許多設(shè)計需求都涉及到將確定的電池電壓轉(zhuǎn)換至某個較低的供電電壓。盡管線性穩(wěn)壓器可實現(xiàn)此目標(biāo)，但卻無法達到基于交換調(diào)節(jié)器（switching regulator）類設(shè)計的效率。本文將探討若干個設(shè)計人員在折衷解決方案尺寸、性能集成本所需面對的，最常見的問題。

　　大信號響應(yīng)vs.小信號響應(yīng)

　　開關(guān)變換器基于非常復(fù)雜的穩(wěn)壓電路配置，以保持任意負(fù)載情況下的高效率?，F(xiàn)代的CPU核心電源需要穩(wěn)壓器具有快速及順暢的大信號響應(yīng)。例如，當(dāng)處理器由閑置狀態(tài)轉(zhuǎn)換至全速運轉(zhuǎn)狀態(tài)時，核心所汲取的電流可非?？焖俚膹娜舾蓚€微安培（micro-amp）上升至兩百多個毫安培（milli-amp）。

　　隨著負(fù)載狀態(tài)的不斷改變，回路也快速的響應(yīng)著最新的需求，以確保電壓處于穩(wěn)壓限之內(nèi)。負(fù)載改變的總量及速率決定了回路的響應(yīng)應(yīng)稱為大信號響應(yīng)還是小信號響應(yīng)。在此，我們基于某個狀態(tài)恒定的工作點定義小信號參數(shù)。因此，我們一般認(rèn)定在恒定狀態(tài)點上下10%的變動稱為小信號改變。

　　在實踐中，誤差放大器具有轉(zhuǎn)換（slew）的限制而不用于控制回路，因為負(fù)載的瞬變所發(fā)生時間非常短，超出了誤差放大器的響應(yīng)范圍，從而，輸出電容將抑制瞬變的電流直至電感電流能“趕上（catch up）”。

　　大信號響應(yīng)可能臨時性的使回路脫離工作狀態(tài)。盡管如此，還是要求回路在進入或脫離大信號響應(yīng)時必須平滑順暢?；芈返膸捲綄挘瑢τ谪?fù)載的瞬態(tài)響應(yīng)程度就越快。

　　盡管穩(wěn)壓回路在預(yù)期的小信號情況下可展示出足夠的增益及相位裕量，但開關(guān)變換器在線路或負(fù)載瞬變時仍可能出現(xiàn)不穩(wěn)定及振蕩。在選擇外部元件時，電源設(shè)計者需要清楚地了解此類限制，否則，其設(shè)計將難于成功。

　　電感選擇

　　基本的壓降穩(wěn)壓器如圖1所示，用于圖示說明電感的選擇。

　　對于絕大多數(shù)的TPS6220x應(yīng)用，電感值可選在4.7μH至10μH的范圍內(nèi)。該電感值是基于所期望的紋波電流而選取的。通常情況下，所推薦的工作紋波電流應(yīng)低于平均電感電流的20%。高輸入輸出電壓（VIN 或 VOUT）同樣會增加了紋波電流，如下面的方程1所示。很明顯的，電感必須能處理此類峰值轉(zhuǎn)換電流，以避免核心電路的飽和狀態(tài)（意味著電感的能量損失）。

　　在以更高的輸出電壓紋波為代價時，小電感將導(dǎo)致更高的輸出電流轉(zhuǎn)換速率，從而改善轉(zhuǎn)換器對負(fù)載的瞬變響應(yīng)。大電感則會降低紋波電流并降低線圈的磁滯損耗（magnetic hysteresis losses）。

　　總體的線圈損失可并入到損耗電阻（Rs）之中，在此把實際的電感看成損耗電阻與理想電感的串聯(lián)。從而簡化了等效電路，如圖2所示。

　　盡管Rs上的損失是頻率相關(guān)的，但直流阻抗（RDC）還是一直作為數(shù)據(jù)表中的規(guī)范參數(shù)進行定義。該阻抗取決于所采用的繞線材料或SMD（表面貼裝器件）電感的構(gòu)建類型，并在室溫下通過簡單的電阻測量得到。

　　直流阻抗的大小對線圈溫度的升高有著直接的影響。因此，應(yīng)極力避免超過額定電流的現(xiàn)象。

　　總體的線圈損耗同時包括了直流阻抗RDC的損耗以及取決于頻率變化的損耗分量：

　　線圈材料損耗（磁滯損耗、渦流［eddy-current］損耗）

　　電感附帶的趨膚效應(yīng)損耗（高頻電流轉(zhuǎn)換）

　　鄰近線圈的磁場損耗（鄰近效應(yīng)）

　　輻射損失

　　上述所有的損失分量都可歸結(jié)于串聯(lián)的損耗電阻（Rs）。損耗電阻主要用于定義電感的品質(zhì)。但不足的是，數(shù)學(xué)上定義的損耗電阻Rs與實際并不相符。因此，電感通常需要采用阻抗分析儀進行整個頻帶的測量。該測量可給出獨立的分量XL（f）、Rs（f） 以及 Z（f）。

　　感應(yīng)線圈的電抗（XL）與總體電阻（Rs）的比值通常稱為品質(zhì)因數(shù)Q，如方程2所示。品質(zhì)因數(shù)定義了電感的品質(zhì)特性。損耗越大，則電感作為儲能單元的效果也就越差。 圖3a及3b所示的品質(zhì)-頻率曲線圖有助于為特定應(yīng)用挑選最優(yōu)的電感架構(gòu)。如圖的測量結(jié)果所示，工作頻率內(nèi)損失最小的點（即Q值最高點）定義為品質(zhì)的轉(zhuǎn)折點。如果電感被用于更高的頻率，則損失將急劇增加（Q值下降）。

　　設(shè)計優(yōu)良的電感僅會降低較小百分比的效率。不同的核心材料及形狀也將改變電感的尺寸/電流以及價格/電流的關(guān)系。具有防護層的鐵酸鹽電感更小，且能量輻射也更低。該選用那種類型的電感通常取決于價格vs.尺寸的需求以及可能的任意輻射場/電磁干擾需求。

　　4.7-μH繞線式電感，RDC=240mΩ / ISAT=700mA

　　輸出電容

　　免除輸出電容可節(jié)省成本及板載面積。對輸出電容選擇的基本因素是基于紋波電流、紋波電壓以及回路穩(wěn)定性的考慮。

　　輸出電容的等效串聯(lián)電阻（ESR）以及電感值直接影響到輸出的紋波電壓。輸出紋波電壓可基于電感的紋波電流（ΔIL）及輸出電容的等效串聯(lián)電阻（ESR）輕松估算得出。

　　因此，應(yīng)選擇等效串聯(lián)電阻盡可能低的電容。例如，X5R/X7R 工藝制造的4.7μF ~10μF電容標(biāo)示的等效串聯(lián)電阻值在10 mΩ范圍內(nèi)。更小的電容可適用于小負(fù)載（或是應(yīng)用于對紋波不敏感的應(yīng)用）。

　　德州儀器控制回路的架構(gòu)允許用戶自行選定輸出電容并對控制回路進行補償以優(yōu)化瞬態(tài)響應(yīng)及回路穩(wěn)定性。當(dāng)然，內(nèi)置的補償在規(guī)定工作狀態(tài)下可實現(xiàn)最優(yōu)化的運作，并且該補償對輸出電容特性極為敏感。

　　TPS6220x系列步降轉(zhuǎn)換器具有內(nèi)置的環(huán)路補償。外部的L-C濾波器的選定需要配合內(nèi)置的補償，對于此類器件，內(nèi)置補償針對LC濾波器（采用了10μH電感及10μF輸出電容）16kHz的轉(zhuǎn)降頻率（corner frequency）做了優(yōu)化。根據(jù)經(jīng)驗的公式，在選擇不同的輸出濾波器時，L*C的乘積不應(yīng)偏移太大的范圍。特別是對于選定更小電感及更小的電容值時，小偏移更為重要，否則將導(dǎo)致轉(zhuǎn)降頻率向高頻漂移。

　　應(yīng)用中，在負(fù)載瞬變及P-MOSFET開啟的時間差期間，輸出電容必須滿足負(fù)載的所有電流需求。由輸出電容支持的輸出電流將引起跨越等效串聯(lián)電阻兩端的電壓降，從而使輸出電壓降低。而等效串聯(lián)電阻越低，當(dāng)輸出電容供給負(fù)載電流時的所產(chǎn)生的電壓損失也就越小。為了最小化解決方案尺寸，并改善TPS62200轉(zhuǎn)換器的負(fù)載瞬變行為，推薦采用4.7μH電感及22μF輸出電感工作。

　　圖5a/5b為 TPS62204負(fù)載瞬變性能vs L-C濾波器，結(jié)合3.6V輸入電壓/1.6V定值輸出電壓。