寬 帶C類功率放大器(PA)在某些通信頻帶中是有用的。雖然現(xiàn)已被集成進Agilent-EEso" title="Agilent-EEso">Agilent-EEsof的先進設(shè)計系統(tǒng)(ADS" title="ADS">ADS)仿真軟件 中，Touchstone曾一度是用于開發(fā)和優(yōu)化這種功率放大器阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的強有力工具。隨后的是一種展示如何為選定RF晶體管" title="RF晶體管">RF晶體管提取優(yōu)化輸入和輸出大信 號阻抗、用單端口網(wǎng)絡(luò)建模其行為然后在整個要求頻帶內(nèi)開發(fā)工作于50歐姆系統(tǒng)阻抗網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計方法。為確認(rèn)該方法的有效性，設(shè)計了一個從225到 400 MHz間功率增益是10dB的10W功率放大器。

設(shè)計寬帶微波PA是一項充滿挑戰(zhàn)性工作。RF功率器件參數(shù)隨信號電平及頻率的改變而變化，這使得獲得優(yōu)化的阻抗匹配很困難。可使用多種技術(shù)以表征功率器件行為。表征得越完整完善，所用的模型通常就越復(fù)雜。

大信號充電控制晶體管模型和改進的Ebers-Moll模型是早期使用的為RF功率晶體管建模的模型。在一個近似的PA設(shè)計中，還應(yīng)用了大信號S參 數(shù)。但因測量這些大信號S參數(shù)很困難，該技術(shù)用處有限。采用數(shù)值分析的計算機模擬也被用于預(yù)測C類功率放大器" title="C類功率放大器">C類功率放大器的行為。雖然該方法能得出精確結(jié)果，但采用該 方法設(shè)計C類功率放大器是個冗長而晦澀的過程。幸運地是，在1970年代中期發(fā)展起來的諧波均衡設(shè)計方法極大簡化了非線性電路和大信號功率放大器的設(shè)計。 該技術(shù)的一個基本限制是其復(fù)雜性及解決電路問題所需的需用專業(yè)數(shù)學(xué)方法完成的大量數(shù)?運算。

源于RF功率晶體管的非線性特征，一個完整的雙端口器件模型并非設(shè)計輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的上佳選擇。在本文中，采用的是單端口阻抗模型以表征優(yōu)化負(fù) 載及該功率器件的源終止。在RF器件數(shù)據(jù)手冊中，一般在RF功率晶體管工作頻段內(nèi)的幾個頻點上給出優(yōu)化負(fù)載和大信號源阻抗8。RF器件的有效輸入和輸出阻 抗可被表述為這些優(yōu)化終止的共軛變化。

可借助負(fù)載牽引(load-pull)調(diào)諧器通過測量該器件在整個相關(guān)頻帶內(nèi)的優(yōu)化負(fù)載和源阻抗對RF功率晶體管特性進行表征。如圖1所示，它要求一個單端口表述以預(yù)測這些阻抗從低頻帶端(F_L)到高頻帶端(f_H)間的復(fù)雜共軛變化。在此例中，Z_out = Z*_OL ，Z_in = Z*s；其中，Z_OL是優(yōu)化負(fù)載阻抗，Zs是源負(fù)載阻抗。圖2表示了該建模后的阻抗網(wǎng)絡(luò)的兩種可能拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。全部損耗集中于一個電阻，該電阻終止了一個電感-電容(LC)兩端口網(wǎng)絡(luò)。

可利用一個解析綜合程式來實現(xiàn)能與在高低頻兩端測試到的阻抗數(shù)據(jù)相匹適的單端口網(wǎng)絡(luò)。但可通過如下方法代替此冗乏枯澀的工作——可利用類似Touchstone(現(xiàn)ADS)等模擬軟件以優(yōu)化建模網(wǎng)絡(luò)的電路元素以預(yù)測相關(guān)全頻帶范圍內(nèi)的性能。

若晶體管在一個寬的頻率范圍內(nèi)以共軛方式匹配，則隨著頻率的增加，可獲得的最大增益將以6dB/倍頻的負(fù)斜率滾降。用于補償晶體管的功率增益隨頻率 變異的技術(shù)之一是有選擇地反射功率增益相對較高的頻帶低端的一些功率。但該技術(shù)導(dǎo)致的受控失匹畢竟會削弱低頻帶輸入的電壓駐波比(VSWR)。RF晶體管 的近似功率增益由下式給出：

其中：f_max=最大振蕩頻率；γ=一個與增益變化相關(guān)的常數(shù)，由下式表示：

其中：x =以dB/倍頻表示的斜率。由輸入反射引起的匹配網(wǎng)絡(luò)發(fā)射損耗由下式給出：

其中：Γ_in=輸入端的反射系數(shù)。

為得到一款在整個相關(guān)頻帶具有常數(shù)Gα的產(chǎn)品，

其中：G_H =高頻帶側(cè)f_H的增益。

利用Touchstone的優(yōu)化能力，可根據(jù)模型方程3設(shè)計輸入匹配網(wǎng)絡(luò)。

推薦的寬帶C類 PA計算機設(shè)計方法可被歸納為如下的系統(tǒng)步驟：

1． 為得到所需的輸出功率、增益和電源電壓，從器件數(shù)據(jù)手冊中在要求的頻帶內(nèi)選用大信號輸入和輸出阻抗(Z_in和Z*_OL)。

2． 利用數(shù)值內(nèi)插和外推技術(shù)擴展阻抗數(shù)據(jù)采樣點。當(dāng)確定器件在頻率f_L、f_o和f_H的終端阻抗時，這是一項有用技術(shù)。

3．選用合適的單端口網(wǎng)絡(luò)拓?fù)湓谡麄€頻段為上述終端阻抗建模，并用Touchstone優(yōu)化其要素值。

4．在設(shè)計好建模電路后，分別在建模電路和源及50歐姆負(fù)載終端間插入輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。通過一個大致的圖形設(shè)計程式，可對匹配網(wǎng)絡(luò)的元素進行初始估值。

5．對輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)實施優(yōu)化以實現(xiàn)期望的輸入和輸出匹配。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計成可實現(xiàn)共軛匹配并能在整個頻帶為晶體管輸出提供阻抗Z_OL。另一方面，輸入匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計成能在f_L 到 f_H間得到平坦的增益。通過選擇性地在較低頻率實施誤配，可達到上述結(jié)果。將不同采樣頻率帶入方程3可對輸入反射系數(shù)進行估算并將其存儲在外部數(shù)據(jù)文件中。然后對輸入匹配網(wǎng)絡(luò)進行優(yōu)化以在整個頻帶對計算出的輸入反射系數(shù)進行建模。

6．在保持所要求頻率響應(yīng)的前提下，基于實際情況，用Touchstone的調(diào)諧器窗對匹配網(wǎng)絡(luò)的元素進行調(diào)制。

為驗證上述程式的有效性，設(shè)計和搭建了一個PA電路。該C類 PA在225到400 MHz內(nèi)具有10W輸出功率，最小功率增益是10dB。因零偏置發(fā)射-基結(jié)結(jié)構(gòu)兼具高效和結(jié)構(gòu)簡單的特點，所以，C類采用該結(jié)構(gòu)。因具有優(yōu)異的可靠性和耐 用性，所以摩托羅拉/飛思卡爾的MRF321 UHF功率晶體管被選用。MRF321在400MHz具有10W RF功率，工作在28V。

輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計從在器件數(shù)據(jù)手冊中選擇輸入和輸出阻抗(Z_in和Z*OL)開始，然后在整個相關(guān)頻段插入這些數(shù)據(jù)(可借助Touchstone完成)。表中顯示的是插入在225 MHz到400 MHz頻帶內(nèi)這些阻抗的樣本值。圖4顯示的是輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的圖形設(shè)計。

中心頻率(312.5 MHz)的輸入阻抗位于點A。設(shè)計目標(biāo)是當(dāng)從點A移向圖表的中心時，不超過常數(shù)Q規(guī)定的范圍。其中：

圖4顯示，低品質(zhì)因數(shù)(Q)寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)電路可通過多個L部分實現(xiàn)。匹配電路包括三個低通L型部分和一個旁路電容(C4)以補償輸入阻抗Z_in的感應(yīng)電抗。

但該網(wǎng)絡(luò)具有一種包括兩個低通部分(L5–C5和L6–C6)、一個高通元件(C7)的帶通拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。旁路電感(L4)用于將晶體管的輸出電容中和 掉。因在此例中，輸出阻抗水平更高，所以，輸出匹配電路的增益帶寬約束比輸入匹配電路簡單。該網(wǎng)絡(luò)的梯形形式在諧波抑制中有用。

計算機建模程式以設(shè)計可預(yù)測從f_L到f_H間的Z_in和Z_out的建模網(wǎng)絡(luò)開始。通過Touchstone對這些網(wǎng)絡(luò)進行設(shè)計和優(yōu)化。圖6顯示的是這些網(wǎng)絡(luò)的最終優(yōu)化電路元素值。

對輸入匹配網(wǎng)絡(luò)實施優(yōu)化以表征由方程3給出的輸入端反射系數(shù)，以補償MRF321晶體管的6dB/倍頻的增益頻率斜率。可向作者索取優(yōu)化輸入匹配網(wǎng) 絡(luò)所需的Touchstone電路文件。這些所需的輸入反射系數(shù)值被保存成一外部文件(GMRF321.S1P)。為控制整個頻帶的輸入VSWR，添加了 兩個分別由L7、C8和R1及L8、C9和R2組成的補償網(wǎng)絡(luò)。另一方面，對輸出匹配網(wǎng)絡(luò)進行優(yōu)化以在整個工作頻帶內(nèi)，為晶體管集電極提供優(yōu)化的負(fù)載阻抗 Z_OL。添加了一個與L4串行的補償網(wǎng)絡(luò)以改進匹配要求。圖7表示的是最終的優(yōu)化功率放大器電路。

該功率放大器的正確建構(gòu)，以正確為匹配網(wǎng)絡(luò)選擇元件開始。利用安捷倫(www.agilent.com)的HP 8510B向量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量和調(diào)設(shè)全部元件。除陶瓷固定電位器外，為了調(diào)整還采用了微調(diào)電容器。所有電感都是由20和22 AWG烤漆線手工繞制的。用于絕緣DC電路的RF扼流器(choke)制成低Q型。

電路做在一塊10.8×8cm的雙面PCB上，所用的是一種1.2mm厚的環(huán)氧玻璃PCB材料。

選用環(huán)氧玻璃是因其隨處可買且便宜。電路做在上面，而覆銅底層做地平面。為得到良好的電路穩(wěn)定性，將一個鐵磁珠與基極扼流器串接在一起以抑制低頻振 蕩。然后將該電路裝在一個11×9×3cm大小的外殼以將功率放大器與外部干擾信號絕緣。該外殼與一個合適的散熱器固定在一起。在輸入和輸出端采用BNC 接頭用于信號輸送。為DC偏置在殼體上裝接了一個旁路(feed-through)電容器。RF晶體管的底襯用一個合適的螺釘與散熱器固定在一起。圖8表 示的是作為從225到400 MHz間頻率的函數(shù)的輸出功率。

功率增益是9.5±1dB。但，并沒試圖對該特性進行經(jīng)驗調(diào)整。調(diào)整微調(diào)電容使在高低頻兩端有相同的峰值增益能得到更好的寬帶工作效果。若這樣做， 一個三端口循環(huán)器應(yīng)被放在功率放大器的輸入端以保護輸入功率放大器免受在該過程中因VSWR衰減可能產(chǎn)生的反射功率影響。在工作頻帶內(nèi)，發(fā)現(xiàn)二級諧波水平 比基本信號功率低16到20dB。