在您努力想要找到正確的電壓參考設計時，高分辨率混頻信號器件會帶來一個有趣的挑戰(zhàn)。盡管沒有一款適合所有電壓參考設計的通用解決方案，但是圖1所示電路還是為您的16 位以上的轉換器提供了一款不錯的解決方案。

圖1 16 位以上ADC電壓參考電路

    高分辨率轉換器存在的一些問題是電壓參考噪聲、穩(wěn)定性，以及該參考電路驅動轉換器電壓參考引腳的能力。R₁、C₂ 和C₃ 無源濾波器隨電壓參考噪聲急劇下降。這種低通濾波器的轉角頻率為1.59Hz。該濾波器可減少寬帶噪聲和極低頻噪聲。附加R-C 濾波器使噪聲水平降至20位ADC的可控范圍以內(nèi)。這一結果令人鼓舞。但是，如果電流受到拉力，從ADC 參考引腳流經(jīng)R₁，則壓降會破壞轉換，因為每個位判定(bit decision) 都有一次壓降（請參見參考文獻1）。

       圖1 所示電路圖有一個運算放大器(op amp)，旨在“隔離”C₂、R₁ 和C₃ 低通濾波器，并為ADC 的電壓參考引腳提供足夠的驅動力。25℃時，CMOS 運算放大器(OPA350) 的輸入偏置電流為10 pA。這一電流與R₁（10 kΩ）共同產(chǎn)生一個100 nV 的恒定DC 壓降。這種水平的壓降不會改變23 位ADC 的最終位判定。運算放大器的輸入偏置電流隨溫度變化而改變，這是實際情況，但在125℃溫度下您可以預計一個不超過10 nA 的最大電流值，其在100℃溫度范圍產(chǎn)生100 μV的變化。

      我們需要將R₁ 的這種壓降考慮進來。該壓降會增加電壓參考器件的誤差。假設電壓參考電路的初始誤差為±0.05%，且誤差溫度為3 ppm/℃。參考電壓為4.096伏時，室溫下初始電壓參考誤差等于2.05 mV，125℃時增加1.23 mV。圖1 所示電路中，隨著運算放大器偏移和輸入偏置電流誤差的變化，參考電壓器件占主導地位。連接至圖1 所示電路的ADC，承受的誤差是參考電壓、R₁ 和OPA350（增益誤差）所產(chǎn)生誤差的和。

      運算放大器驅動一個10 μF 電容器(C₄) 和ADC 的電壓參考輸入引腳。位于C₄ 上的電荷提供ADC 轉換期間所需的電荷。在AD C的數(shù)據(jù)采集和轉換期間，C₄ 容量的大小為ADC 的參考引腳提供一種恒定的電壓參考，其通常具有約2 到50 pF 的輸入電容。

      圖1 所示電路中，需要注意的最后一點。C₄ 和運算放大器開環(huán)輸出電阻(R_O) 改變放大器的開環(huán)增益(A_OL) 曲線時，您可以對放大器的穩(wěn)定性做折中處理。參考文獻2 中的討論說明了找出這一問題的過程。基本上而言，具有較好穩(wěn)定性的電路是改進運算放大器A_OL 曲線和閉環(huán)電壓增益曲線的閉合速率為20dB 的電路。

圖2      圖1 所示OPA350 緩沖頻率響應

      該穩(wěn)定電路中，極點和零點的頻率位置計算如下，其中OPA350 的開環(huán)輸出電阻為50Ω (R_O)，而C₄ (R_ESR) 的ESR 為2 mΩ。

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參考文獻：

• 《提升混頻信號電壓參考》，作者：Baker, Bonnie
• 《只需使用一個100Ω電阻器》，作者：Baker, Bonnie