根據(jù)功率因數(shù)校正設(shè)備的基本電路分析混合功率因數(shù)校正的系統(tǒng)理論的正確性和他的實用性.根據(jù)Buck-boost 電路和Buck 電路作為基本變換器，可以得到如下圖1A、2A、3A 所示的PFC 電路，如果考慮到隔離的需要，對應(yīng)有如圖1B、2B、3B 所示的PFC 電路。
如果選擇兩個Buck-boost 電路作為基本變換器，同理可以得到3A 所示的電路?？紤]到隔離的需要，有如圖3B 所示的PFC 電路。
以上給出了一些基本拓?fù)涞腜FC 電路，下面將具體分析圖1A 給出的電路。根據(jù)圖1A，假設(shè)Buck-boost 和Buck 基本變換器都工作在CCM 狀態(tài)下，本電路主要適用于中大功率的需求。
一．平均模型
假設(shè)電容電壓是常數(shù)，輸入電壓為整流過的正弦波，如下所示
輸入Buck 基本變換器的電壓如下：
其中c V 是電容電壓， m ? 是載波頻率。假設(shè)輸出校正良好，穩(wěn)態(tài)時，Buck 變換器的輸入電流如下：
其中， 0 P 為PFC 電路的輸出功率。根據(jù)以上計算與推導(dǎo)，作出如圖4 所示的平均模型，根據(jù)平均模型可知輸入電流為L d i 1
和輸入Buck 變換器的電流之和，其中1 d 是Buck-boost 變換器的占空比。
為了得到單位功率因數(shù)，可以得到以下等式：
基于以上公式， 利用MathCad 仿真幾個滾見參數(shù)波形。條件為
時，為了達(dá)到單位功率因素，幾個主要電流、電壓的波形如圖5 所示：
根據(jù)上圖所示，為了達(dá)到單位功率因數(shù)的目的，在一段時間內(nèi)L d i 1 為負(fù)值，所以可以使用一個允許能量雙向流通的開關(guān)來替代Buck-boost 中的二極管。但實際上，即使任然采用二極管，仍能保持很高的功率因數(shù)，略小于1.而且，提高電容上的電壓值，可降
低in bock i . ，從而保證功率因數(shù)一直維持在較高的水準(zhǔn)上。
二．為了達(dá)到高功率因數(shù)，兩個基本變換器分開控制。標(biāo)記Buck-boost 變換器的占空比為
1 d ，Buck 變換器的占空比為d2 ，由此可以寫出 d 2的表達(dá)式：
其中U 為輸出直流電壓.由式1-3、1-4 推得：
電感電流表達(dá)式如下：
根據(jù)1-7、1-8 有：
根據(jù)得出的1-9 式可以利用MathCad 的數(shù)值方法解出L i ，如圖6 所示，再將L i 帶入式1-7，可得出d1。
其中主電路波形接近過零點(diǎn)的附近， L i 無法求得數(shù)值解。在實際的應(yīng)用上，需要分開控制Buck-boost 變換器和Buck（Flyback 考慮隔離）變換器。
1 對于Flyback 變換器，只需要簡單的反饋控制環(huán)，但由于Flyback 變換器的輸入電壓為
?具有較大的波動，所以講一個前饋環(huán)集合在反饋模型中，有利于快速調(diào)整輸出。
2 為了取得較高的功率因數(shù)，前段的Buck-boost 變換器需由一個電流功率因數(shù)控制環(huán)來控制，從而有效的使得輸入電流跟隨輸入電壓。