1 引言

　　有源功率因數(shù)校正(active POWER factor correction，APFC)是高效、低污染地利用電能的重要途徑，它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個功率變換電路，使功率因數(shù)接近1。有源功率因數(shù)校正電路工作于高頻開關狀態(tài)，具有體積小、質量輕，效率高等特點，已成為電力電子技術研究的新熱點。

　　2 APFC的工作模式比較

　　有源功率因數(shù)校正(APFC)電路，根據(jù)電感電流是否連續(xù)，其工作模式可分為連續(xù)導電模式(Continuous ConductionMode，CCM)、斷續(xù)導電模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)和臨界導電模式(Boundary Conduction Mode，BCM)3種。這3種工作模式的特點比較如表1所示。本文APFC電路設計采用BCM的工作方式。

　　3 BCM功率因數(shù)校正(PFC)電路工作原理

　　圖1是臨界導電控制模式實現(xiàn)Boost型PFC電路的原理圖及其半個工頻周期內(nèi)功率開關管的控制波形和電感電流波形。圖1(a)是一種實現(xiàn)變頻控制方案的電路原理圖，其中誤差放大器將輸出電壓的反饋信號和2．5 V基準信號相比較后放大，產(chǎn)生的輸出信號和交流輸入電壓檢測信號共同輸入模擬乘法器．使模擬乘法器產(chǎn)生一個和輸入電壓同頻同相的半正弦波輸出信號。當功率管開啟時，電阻R4對電感電流進行檢測，當電感電流達到模擬乘法器的輸出時，電流比較檢測器輸出一控制脈沖，觸發(fā)RS控制邏輯部分使功率管關斷，電感開始放電，這樣就保證電感電流的峰值包絡線是與輸入電壓同頻同相的半正弦波。當電感放電時，用電感的副邊輸出對電感電流過零檢測，為電感放電完畢時，RS控制邏輯部分立刻使功率管重新導通。整體電路采用電壓-電流的雙環(huán)反饋控制、利用變頻控制法實現(xiàn)Boost型PFC電路，功率因數(shù)接近1。

　　4 BCM PFC電路的實現(xiàn)

　　BCM Boost型PFC電路采用變頻控制，集成控制電路外圍器件少，體積小、質量輕，適用于小功率開關電源。這里以控制器件MC33262為核心，構成電路原理圖如圖2所示。主電路采用Boost型電路，控制電路主要由MC33262器件、啟動電路、輔助電源、電流檢測電路、電壓檢測電路等構成。

　　4．1 電路工作原理

　　該電路采用雙環(huán)反饋控制方案，內(nèi)環(huán)反饋的作用是將全波整流輸出的半波電壓通過R2和R4組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262的3引腳，以保證通過電感升壓器原邊的電流跟蹤輸入電壓按正弦規(guī)律變化的軌跡。外環(huán)用作APFC變換器輸出直流電壓的反饋控制。直流輸出電壓通過R5和R7組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262的1引腳，MC33262輸出PWM驅動信號調節(jié)功率管VQ1的占空比，以使輸出電壓穩(wěn)定電壓。當AC輸入電壓從0 V按正弦規(guī)律變化至峰值時。乘法器的輸出控制電流傳感比較器的門限，迫使通過功率管VQ1的峰值電流跟蹤AC輸入電壓的變化軌跡。

　　4．2 電路的設計

　　根據(jù)圖2所示電路原理，電路技術指標如下：最大輸出功率Pn為150 W，輸入電壓范圍：90～270 V，輸出電壓Uo為400 V，輸入電網(wǎng)頻率fac為50 Hz，變換器的效率η為90％，小開關頻率fmin為25 kHz，輸出電壓最大紋波峰-峰值UOP-P為8 V，輸出過壓保護點Uovp為440 V。

　　4．2．1 開關頻率的設計

　　半個工頻周期內(nèi)開關頻率的表達式為：

　　開關頻率f(t)在給定輸入電壓的工頻周期內(nèi)隨時間變化，功率越小，開關頻率越大，理論上在輕載情況下，開關頻率可以達到幾兆赫茲，但頻率越高，開關損耗就越大，因此有些臨界導電模式的控制器件有最大開關頻率的限制問題。MC33262的最大頻率約400 kHz。

　　4．2．2 電感的設計

　　電感的設計必須保證電路在整個的工作區(qū)間內(nèi)都工作在BCM。因此，可推導出主電感表達式為：

　　理論上如果給出最小的開關頻率，則主電感的最大值在輸出功率最小，輸入電壓最大時產(chǎn)生。給定的PFC電路最小開關頻率偏小可減少開關損耗，偏大可減小電感的體積，大多設計是將25 kHz作為首選頻率。這里的電壓設計指標范圍為90～270 V，在輸入電壓Uin為270 V時產(chǎn)生fmin代入式(2)可得：L=398μH。該設計L取420μH。

　　4．2．3 輸出二極管的選擇

　　BCM解決了二極管VD的反向恢復問題，為了減小開關管的損耗，可采用快速恢復二極管，由于開關電源工作頻率都在20 kHz以上，快速恢復二極管和超快速恢復二極管的反向恢復時間減小到了毫微秒級，這就減小功率器件本身的損耗，大大提高了電源效率。該設計選擇IDmax=7．9 A。同樣，考慮到一定的裕量．二極管的電壓應力應至少大于輸出過壓保護點440 v。因此該二極管型號為FR10J，其技術參數(shù)為10 A，600 V。

　　4．2．4 濾波電容的設計

　　在PFC電路中。通常在整流橋的輸出端接一只小電容，用于濾除由高頻開關電感電流的紋波引起的噪聲。如果該電容取值太小，可能無法較好濾去輸入的高頻噪音，但其取值也不能太大，否則會引起較大的輸入電壓偏移。濾波電容的最大紋波電壓用△UCin(max)表示，一般情況下，可取該值小于最低輸入電壓峰值的5％，則輸入濾波電容的下限值為：

 　　這里的最低輸入電壓值為90 V，將設計指標代入式(3)可得輸入電容的最小值Cin=2．59μF。由于整流橋的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后用于電流跟隨的基準，所以過大的輸入電容會使基準電壓波形發(fā)生畸變，從而使輸入電流的波形同樣發(fā)生畸變，導致功率因數(shù)下降和諧波增加，因此本設計的電容值為5．6μF，且該電容的耐壓應大于輸入電壓的最大峰值，還需考慮一定的裕量。因此，該電路設計Cin選取5．6μF，630 V的耐壓值。

　　4．3 控制電路元器件選型

　　4．3．1 乘法器參數(shù)計算

　　乘法器的輸入信號有兩個：交流輸入電壓經(jīng)全波整流后，通過R2和R4由MC33262的3引腳檢測，乘法器的輸出端得到半個正弦波的信號作為輸入電流的參考基準，3引腳的輸入電壓的最大值箝位在3．2 V。為降低功率損耗，流過R2的電流應為數(shù)百或更小。設R4=15 kΩ，則R2=1．8 kΩ，實際選擇R2=2 kΩ。由于電路工作在高頻開關狀態(tài)，會引起高頻噪音，為減小高頻噪音對控制電路的干擾，還需在R4的兩端并聯(lián)一小容量高頻濾波電容C2，其容量為幾nF。

　　4．3．2 變壓器副邊繞組和限流電阻的設計

　　變壓器T是APFC預調整器的升壓電感器．通過計算升壓電感Lp的線圈匝數(shù)Np=60．9(匝)，實際取整數(shù)值Np為6l匝，副邊繞組取Ns=6，流過零檢測電阻R6的值可根據(jù)其損耗決定，應滿足

 　　將Uo=400 V，n=10代人式(4)得：R6≥8．4 kΩ，因此R6可選22 kΩ．0．25 W。

　　4．3．3 誤差放大器外圍器件

　　R5和R7實現(xiàn)輸出分壓采樣功能，其連接點與MC33262的1引腳相連，該引腳為控制器內(nèi)部誤差放大器的反相端，其同相端接2．5 V的參考電壓基準。誤差放大器的輸入偏置電流最大值為-0．5μA，通過R5的電流應遠大于誤差放大器的輸入偏置電流。也可根據(jù)經(jīng)驗選擇R5和R7的數(shù)值。一般來說．流過R5的電流為電路負載電流的干分之一或更小一些，因此結合電路設計指標取R5=1．6 MΩ，R7=10 kΩ。

　　4．3．4 啟動電路

　　啟動電路由R1和C4組成。根據(jù)啟動電流ISTART和啟動門限電壓Uccon來確定啟動電阻的值，即：

 　　在輔助繞組提供器件正常工作的能量之前，C4必須提供足夠的能量為器件供電，C4應滿足

 　　將相關技術參數(shù)代入式(6)可得：C4≥13μF。其耐壓值應大于器件的最大供電電壓，因此該設計選取C4為100μF，50V的電解電容。此外，為使電路能夠穩(wěn)定工作，必須增加電壓控制環(huán)。

　　5 BCM PFC電路的實驗結果

　　為了詳細分析BCM PFC電路．將輸入電壓擴展到全電壓范圍內(nèi)，并對仿真數(shù)據(jù)和理論數(shù)據(jù)進行詳細的分析比較。當輸入電壓有效值為90 V、120 V、150 V、180 V、220 V、240 V、270 V時，假設電路無任何損耗，輸入功率為150 w。由仿真結果可知，輸入功率的仿真值分別為164.4W、162.4W、161.3W、159.0W、157.6w、156.9w、156.3W，效率的仿真值分別為92．6％、93．7％、94．5％、95．8％、96．7％、97．2％、97．5％。將理論值和仿真值相比較．采用MATLAB將這些理論值和仿真值分別擬合成兩條曲線．如圖3所示。

 　　從圖3(a)中看出，仿真波形與理論分析的差別為：在全電壓范圍內(nèi)輸入功率的仿真值比理論值要大，這是因為理論分析時．假設電路的效率為1．而仿真時電路的元器件本身也要消耗能量，所以輸入功率的仿真值要比理論值大；另外當輸入電壓越來越大時，輸入功率的仿真值越來越小，即接近于理論值，電路的效率就越大，如圖3(b)所示，所以電壓越大，輸入功率的仿真值越接近于理論值。

　　輸出電壓的紋波的仿真值和理論值的比較如圖4所示。從圖4看出仿真的最大值小于4 V，小于給定的設計要求，而理論值也小于4 V，完全滿足設計要求。

 　　6 結論

　　根據(jù)電路的設計指標設計電路，并進行仿真和實驗研究，實驗結果表明該變換器能在寬電壓輸入范圍內(nèi)穩(wěn)定輸出約400 V直流電壓，輸入電流波形基本與電壓波形一致，功率因數(shù)達到0．99以上，實現(xiàn)了高功率因數(shù)的校正，可有效抑制輸入電流諧波。