一般基于自偏置的基準電路，由于MOS管工作在飽和區(qū)，其工作電流一般在微安級，雖然可以適用于大部分消費類電子芯片的應用，但對于一些特殊應用，如充電電池保護芯片，則無法達到其設計要求。于是降低基準電路的電流則成為芯片低功耗設計的關鍵。為了減小電路的靜態(tài)電流，這里的基準與偏置電路采用增強管與耗盡管相結合的方式。對于增強型MOS管，閾值電壓隨溫度的升高而下降；對于耗盡型MOS管，閾值電壓為負，其閾值電壓的溫度系數(shù)與增強型相反。利用增強型MOS管閾值電壓的負溫度系數(shù)和耗盡管閾值電壓的正溫度系數(shù)產生一個精度很高的基準電壓。

　　1 基準電壓源的結構與工作原理

　　圖1為基準電壓源的等效結構圖。其中，M4為耗盡管，M6為增強管。從圖1中可以看出，M4柵源極相連后，流過該管的電流為：

 　　由于NMOS耗盡管的閾值電壓為負值，并且具有負溫度系數(shù)，因此由式(1)可知，耗盡管電流隨溫度上升而變大。該電流就是通過增強管M6的電流。從圖1可以看出基準電壓為：

 　　由于增強管M6的閾值電壓具有負溫度系數(shù)，而通過該管的電流具有正溫度系數(shù)，因此通過合理設置M4，M6的寬長比就能在室溫下獲得比較恒定的基準電壓。

　　這種結構的基準電壓源具有以下優(yōu)點：

　　(1)可以產生較低基準電壓。與一般的1．2 V基準電壓相比，圖1所示的電路結構可以產生更低的基準電壓。特別是當所選擇工藝的NMOS管閾值較小，并且耗盡管的寬長比較小時，基準電壓只有零點幾伏，在低壓供電的電源芯片中，具有較大的優(yōu)勢。

　　(2)電路具有極小的靜態(tài)電流。M4管柵源極相連充當恒流源，由于該管長度設置得較大，因而對應的等效電阻很大，流過的靜態(tài)電流很小，一般只有幾百納安。

　　(3)無需額外的啟動電路。耗盡型晶體管為常通型晶體管，只有當柵極所加電壓超過其閾值電壓時，管子才會關斷。而M4管的柵極電壓始終為0，并且M6管屬于二極管連接，因此系統(tǒng)上電后，必然有從電源到地的直流通路，所以不需要額外的啟動電路幫助系統(tǒng)擺脫靜態(tài)電流為0的簡并狀態(tài)。

　　2 改進電路結構及原理

　　圖1所示基準電壓源具有靜態(tài)電流小，無需額外啟動電路等優(yōu)點，但其電源抑制比特性不是很好。為了獲得較好的電源抑制特性，可以將圖1的基準單元進行級聯(lián)排列，如圖2所示。

 　　M1，M2，M4為耗盡管，M5，M6為增強管。其中，M1和M5為第一級電路，M2，M4，M6為二級電路，一級與二級電路間的關聯(lián)不大。通過設計M1和M5管的寬長比可以獲得一個比基準更小的偏置電壓。同時將該輸出接到基準電源第二級電路中M2管的柵極，減弱了該點隨電源電壓的變化，從而有效地提高了基準輸出端的電源抑制特性。

　　該電路采用CSMC公司0．6／μm的工藝，仿真使用49級模型，得到以下結果：

　　(1)溫度系數(shù)。仿真是在輸入電壓4．0 V，溫度為-40～+100℃的條件下進行的。從圖3中可以看到基準電壓從-40℃的0．963 32 V變化到30℃時的0．962 35 V，因此該基準的溫度系數(shù)為(ppm／℃)：

　　(2)基準電壓的電源抑制比。基準電壓的電源抑制比如圖4所示。

 　　從圖4和圖5可以看到，如果沒有增加M2，低頻時的PSRR只有-90 dB，高頻時則大約為-75 dB，電源抑制比的特性不是很好；如果增加了M2管，低頻時的PSRR為-120 dB，高頻時也能控制在-90 dB內，電源抑制比得到了極大的提高。

 　　(3)基準電壓的線性調整率。圖6為基準電壓的線性調整率特性曲線。從圖6中可以看到，基準電壓的線性調整率隨溫度的上升而減小。在25℃時，基準電壓從輸入電壓2．5 V對應的1．027 952 V變化到輸入電壓5．5 V對應的1．027 982 V，其線性調整率為：

 　　3 結 語

　　在此分析介紹了一種低功耗基準電壓源電路的設計方案，該電路的最大功耗小于1μW，溫度系數(shù)為21 ppm／℃；同時由于電路結果較簡單，易于集成，已經(jīng)用于電池充電保護芯片。